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単純なトランジスタアンプは、デバイスの特性を研究するための優れたツールとなり得ます。 回路と設計は非常に簡単なので、自分でデバイスを作成し、その動作を確認し、すべてのパラメータを測定することができます。 最新の電界効果トランジスタのおかげで、文字通り 3 つの要素から小型マイクアンプを作成することが可能です。 また、パソコンに接続して録音パラメータを向上させます。 そして、会話中の対話者はあなたのスピーチをより良く、より明確に聞くことができます。
周波数特性
低周波（オーディオ）アンプは、ステレオ システム、テレビ、ラジオ、テープ レコーダー、さらにはパーソナル コンピューターなど、ほぼすべての家庭用電化製品に搭載されています。 しかし、トランジスタ、ランプ、超小型回路をベースにしたRFアンプもあります。 それらの違いは、ULF では人間の耳に知覚される可聴周波数でのみ信号を増幅できることです。 トランジスタオーディオアンプを使用すると、20 Hz ～ 20,000 Hz の範囲の周波数の信号を再生できます。
したがって、最も単純なデバイスでもこの範囲の信号を増幅できます。 そして、これを可能な限り均等に実行します。 ゲインは入力信号の周波数に直接依存します。 これらの量のグラフはほぼ直線になります。 範囲外の周波数の信号がアンプの入力に入力されると、デバイスの動作品質と効率が急速に低下します。 ULF カスケードは、原則として、低および中周波数範囲で動作するトランジスタを使用して組み立てられます。
オーディオアンプの動作クラス
すべての増幅デバイスは、動作中にカスケードを流れる電流の程度に応じて、いくつかのクラスに分類されます。
- クラス「A」 - 増幅段の動作期間全体にわたって電流が止まらずに流れます。
- 作業クラス「B」では、半周期電流が流れます。
- クラス「AB」は、周期の 50 ～ 100% に等しい時間、増幅段に電流が流れることを意味します。
- モード「C」では、動作時間の半分以下の時間しか電流が流れません。
- ULF モード「D」は、ごく最近、つまり 50 年以上前からアマチュア無線の練習で使用されてきました。 ほとんどの場合、これらのデバイスはデジタル要素に基づいて実装されており、90% 以上という非常に高い効率を持っています。
さまざまなクラスの低周波アンプにおける歪みの存在
クラス「A」トランジスタアンプの動作領域は、非線形歪みがかなり小さいという特徴があります。 入力信号がより高い電圧パルスを吐き出すと、トランジスタが飽和してしまいます。 出力信号では、各高調波 (最大 10 または 11) の近くでより高いものが現れ始めます。 このため、トランジスタアンプ特有の金属的なサウンドが得られます。
電源が不安定な場合、出力信号はネットワーク周波数に近い振幅でモデル化されます。 周波数特性の左側ではサウンドがより荒くなります。 しかし、アンプの電源の安定化が向上すればするほど、デバイス全体の設計はより複雑になります。 クラス「A」で動作する ULF の効率は比較的低く、20% 未満です。 その理由は、トランジスタが常に開いており、電流が常に流れているためです。
(わずかではありますが) 効率を高めるために、プッシュプル回路を使用できます。 欠点の 1 つは、出力信号の半波が非対称になることです。 クラス「A」から「AB」に移行すると、非線形歪みは 3 ～ 4 倍に増加します。 しかし、デバイス回路全体の効率は依然として向上します。 ULF クラス「AB」および「B」は、入力の信号レベルが低下するにつれて歪みが増加することを特徴とします。 ただし、音量を上げても、欠点を完全に取り除くことはできません。
中級クラスでの作業
各クラスにはいくつかの種類があります。 例えば、アンプには「A+」というクラスがあります。 この場合、入力トランジスタ（低電圧）はモード「A」で動作します。 ただし、出力段に設置される高圧のものは「B」または「AB」で動作します。 このようなアンプは、クラス「A」で動作するアンプよりもはるかに経済的です。 非線形歪みの数は著しく少なく、0.003% 以下です。 バイポーラ トランジスタを使用すると、より良い結果が得られます。 これらの要素に基づく増幅器の動作原理を以下に説明します。
しかし、出力信号には依然として多数の高調波が含まれており、サウンドが特徴的に金属的になる原因となります。 「AA」級で動作する増幅回路もあります。 それらでは、非線形歪みはさらに少なく、最大 0.0005% です。 しかし、トランジスタアンプの主な欠点は依然として存在します - 特徴的な金属音です。
「代替」デザイン
これは真空管の代替品であるということではありませんが、高品質なサウンド再生のためのアンプの設計と組み立てに携わる専門家の中には、真空管の設計を優先する人が増えています。 真空管アンプには次のような利点があります。
- 出力信号の非線形歪みは非常に低レベルです。
- トランジスタ設計よりも高調波が少なくなります。
ただし、すべての利点を上回る大きな欠点が 1 つあります。それは、調整用のデバイスを必ずインストールする必要があることです。 実際、真空管ステージには数千オームという非常に高い抵抗があります。 しかし、スピーカーの巻線抵抗は8オームまたは4オームです。 それらを調整するには、変圧器を設置する必要があります。
もちろん、これはそれほど大きな欠点ではありません。出力段とスピーカーシステムに適合させるためにトランスを使用するトランジスタデバイスもあります。 一部の専門家は、最も効果的な回路は負帰還の影響を受けないシングルエンドアンプを使用するハイブリッド回路であると主張しています。 さらに、これらのカスケードはすべて ULF クラス「A」モードで動作します。 言い換えれば、トランジスタ上のパワーアンプはリピータとして使用されます。
さらに、そのようなデバイスの効率は非常に高く、約50％です。 ただし、効率と出力のインジケーターだけに焦点を当てるべきではありません。それらはアンプによるサウンド再生の高品質を示すものではありません。 特性の直線性とその品質の方がはるかに重要です。 したがって、電源ではなく、主にそれらに注意を払う必要があります。
トランジスタ上のシングルエンドULF回路
エミッタ接地回路に従って構築された最も単純なアンプは、クラス「A」で動作します。 この回路にはn-p-n構造の半導体素子が使用されています。 コレクタ回路には抵抗 R3 が取り付けられており、電流の流れが制限されます。 コレクタ回路はプラスの電源線に接続され、エミッタ回路はマイナスの電源線に接続されます。 p-n-p構造の半導体トランジスタを使用する場合も、極性を変えるだけで回路は全く同じになります。
デカップリング コンデンサ C1 を使用すると、交流入力信号を直流電源から分離することができます。 この場合、コンデンサはベース-エミッタ経路に沿った交流の流れの障害にはなりません。 エミッタ・ベース接合の内部抵抗と抵抗 R1 および R2 は、最も単純な電源分圧器を表します。 通常、抵抗 R2 の抵抗は 1 ～ 1.5 kOhm であり、このような回路では最も一般的な値です。 この場合、電源電圧は正確に半分に分割されます。 そして、回路に20ボルトの電圧で電力を供給すると、電流ゲインh21の値が150になることがわかります。トランジスタ上のHFアンプは同様の回路に従って作られていることに注意してください。少し違う。
この場合、エミッタ電圧は 9 V で、回路の「E-B」セクションでの降下は 0.7 V です (これはシリコン結晶上のトランジスタでは一般的です)。 ゲルマニウム トランジスタに基づくアンプを考えると、この場合、「E-B」セクションの電圧降下は 0.3 V に等しくなります。コレクタ回路に流れる電流は、エミッタに流れる電流と等しくなります。 エミッタ電圧を抵抗 R2 - 9V/1 kOhm = 9 mA で割ることで計算できます。 ベース電流の値を計算するには、9 mA をゲイン h21 - 9 mA/150 = 60 μA で割る必要があります。 ULF 設計では通常、バイポーラ トランジスタが使用されます。 動作原理がフィールド用とは異なります。
抵抗 R1 で降下値を計算できるようになりました。これはベース電圧と電源電圧の差です。 この場合、ベース電圧は、エミッタの特性と「E-B」遷移の合計という式を使用して求めることができます。 20 ボルト電源から電力が供給されている場合: 20 - 9.7 = 10.3。 ここから、抵抗値 R1 = 10.3 V/60 μA = 172 kOhm を計算できます。 この回路には、エミッタ電流の交流成分が通過できる回路を実装するために必要な容量 C2 が含まれています。
コンデンサ C2 を取り付けない場合、変動成分は非常に制限されます。 このため、このようなトランジスタベースのオーディオアンプの電流利得 h21 は非常に低くなります。 上記の計算では、ベース電流とコレクタ電流が等しいと仮定されているという事実に注意する必要があります。 また、ベース電流はエミッタから回路に流れ込む電流としました。 これは、トランジスタのベース出力にバイアス電圧が印加された場合にのみ発生します。
ただし、バイアスの存在に関係なく、コレクタの漏れ電流が常にベース回路を流れることを考慮する必要があります。 エミッタ接地回路では、漏れ電流は少なくとも 150 倍に増幅されます。 ただし、通常、この値はゲルマニウム トランジスタに基づくアンプを計算する場合にのみ考慮されます。 シリコンを使用した場合、「K-B」回路の電流は非常に小さいため、この値は単純に無視されます。
MOSトランジスタをベースにしたアンプ
図に示されている電界効果トランジスタ増幅器には多くの類似物があります。 バイポーラトランジスタの使用を含みます。 したがって、同様の例として、共通のエミッタを備えた回路に従って組み立てられたオーディオアンプの設計を考えることができます。 写真はコモンソース回路に従って作られた回路です。 R-C 接続は入力回路と出力回路に組み込まれているため、デバイスはクラス「A」アンプ モードで動作します。
信号源からの交流は、コンデンサ C1 によって直流電源電圧から分離されます。 電界効果トランジスタ増幅器は、必ず同じソース特性よりも低いゲート電位を持たなければなりません。 示されている図では、ゲートは抵抗器 R1 を介して共通ワイヤに接続されています。 その抵抗は非常に高く、設計では通常 100 ～ 1000 kΩ の抵抗が使用されます。 このような大きな抵抗は、入力信号が分流されないように選択されます。
この抵抗により電流はほとんど流れなくなり、その結果、ゲート電位（入力に信号がない場合）はグランドの電位と同じになります。 ソースでは、抵抗 R2 の両端の電圧降下のみにより、電位がグランドの電位よりも高くなることがわかります。 このことから、ゲートの電位がソースよりも低いことがわかります。 そして、これはまさにトランジスタが正常に機能するために必要なものです。 この増幅回路の C2 と R3 は、上で説明した設計と同じ目的を持っているという事実に注意する必要があります。 そして、入力信号は出力信号に対して 180 度シフトされます。
出力にトランスを備えたULF
このようなアンプは家庭用に自分の手で作ることができます。 これは、クラス「A」で機能するスキームに従って実行されます。 設計は上で説明したものと同じで、共通のエミッタを備えています。 マッチングにトランスを使用する必要があるのが特徴です。 これは、このようなトランジスタベースのオーディオアンプの欠点です。
トランジスタのコレクタ回路には一次巻線によって負荷がかかり、二次巻線を介してスピーカーに送信される出力信号が生成されます。 抵抗 R1 と R3 には分圧器が組み込まれており、これによりトランジスタの動作点を選択できます。 この回路はベースにバイアス電圧を供給します。 他のすべてのコンポーネントは、上で説明した回路と同じ目的を持っています。
プッシュプルオーディオアンプ
その動作は前に説明したものよりも少し複雑であるため、これは単純なトランジスタアンプであるとは言えません。 プッシュプル ULF では、入力信号は位相の異なる 2 つの半波に分割されます。 そして、これらの半波はそれぞれ、トランジスタ上で作られた独自のカスケードによって増幅されます。 各半波が増幅された後、両方の信号が結合されてスピーカーに送信されます。 このような複雑な変換は、たとえ同じタイプであっても 2 つのトランジスタの動的特性と周波数特性が異なるため、信号の歪みを引き起こす可能性があります。
その結果、アンプ出力の音質が大幅に低下します。 プッシュプルアンプが「A」級で動作する場合、複雑な信号を高品質に再生することはできません。 その理由は、アンプの肩に増加した電流が常に流れ、半波が非対称になり、位相歪みが発生するためです。 サウンドは聞き取りにくくなり、加熱すると、特に低周波および超低周波で信号の歪みがさらに増加します。
トランスレスULF
トランスを使用して作られたトランジスタベースのベースアンプは、設計の寸法が小さいにもかかわらず、依然として不完全です。 変圧器は依然として重くてかさばるので、処分したほうがよいでしょう。 異なる種類の導電性を備えた相補的な半導体素子で作られた回路は、はるかに効果的であることが判明しました。 最新のULFのほとんどはそのようなスキームに従って正確に作られており、クラス「B」で動作します。
設計に使用されている 2 つの強力なトランジスタは、エミッタフォロワ回路 (コレクタ共通) に従って動作します。 この場合、入力電圧は損失も利得もなく出力に伝達されます。 入力に信号がない場合、トランジスタはオンになりかけていますが、まだオフのままです。 高調波信号が入力に印加されると、最初のトランジスタが正の半波で開き、この時点で 2 番目のトランジスタはカットオフ モードになります。
したがって、正の半波のみが負荷を通過できます。 しかし、マイナス側のトランジスタは 2 番目のトランジスタを開き、最初のトランジスタを完全にオフにします。 この場合、負の半波のみが負荷に現れます。 その結果、電力が増幅された信号がデバイスの出力に現れます。 このようなトランジスタを用いた増幅回路は非常に効果的であり、安定した動作と高音質な再生を実現することができる。
1つのトランジスタによるULF回路
上記のすべての機能を学習した後、単純な要素ベースを使用して自分の手でアンプを組み立てることができます。 トランジスタは国内のKT315または外国の類似品（BC107など）を使用できます。 負荷として、抵抗が 2000 ～ 3000 オームのヘッドフォンを使用する必要があります。 バイアス電圧は、1 MΩ の抵抗と 10 μF のデカップリング コンデンサを介してトランジスタのベースに印加する必要があります。 この回路は、電圧 4.5 ～ 9 ボルト、電流 0.3 ～ 0.5 A の電源から電力を供給できます。
抵抗 R1 が接続されていない場合、ベースとコレクタには電流が流れません。 ただし、接続すると電圧は0.7Vのレベルに達し、約4μAの電流が流れます。 この場合、電流ゲインは約 250 になります。ここから、トランジスタを使用してアンプの簡単な計算を行い、コレクタ電流を求めることができます。コレクタ電流は 1 mA に等しいことがわかります。 このトランジスタ増幅回路を組み立てたら、テストすることができます。 負荷を出力 - ヘッドフォンに接続します。
指でアンプの入力に触れると、特有のノイズが現れるはずです。 そこにない場合は、構造が正しく組み立てられていない可能性があります。 すべての接続と要素の定格を再確認してください。 デモをより明確にするには、音源を ULF 入力 (プレーヤーまたは電話からの出力) に接続します。 音楽を聴いて音質を評価します。
低周波アンプ (LF) は、主に可聴範囲の弱い信号を、動電またはその他のサウンドエミッターを介して直接知覚できるより強力な信号に変換するために使用されます。
10...100 MHzまでの高周波アンプは同様の回路に従って構築されていることに注意してください。ほとんどの場合、その違いは、そのようなアンプのコンデンサの容量値がその数倍減少するという事実に帰着します。高周波信号の周波数は低周波信号の周波数を超えます。
トランジスタ1個のシンプルなアンプ
共通のエミッタを備えた回路に従って作成された最も単純な ULF を図に示します。 1. 電話カプセルを負荷として使用します。 このアンプの許容電源電圧は 3 ～ 12 V です。
最適な値はアンプの電源電圧、電話カプセルの抵抗、および特定のトランジスタの伝達係数に依存するため、バイアス抵抗 R1 (数十 kΩ) の値を実験的に決定することをお勧めします。
米。 1. 1 つのトランジスタ + コンデンサと抵抗による単純な ULF の回路。
抵抗 R1 の初期値を選択するには、その値が負荷回路に含まれる抵抗の約 100 倍以上である必要があることを考慮する必要があります。 バイアス抵抗を選択するには、抵抗値が 20 ～ 30 kOhm の定抵抗器と抵抗値が 100 ～ 1000 kOhm の可変抵抗器を直列に接続し、その後小振幅のオーディオを適用することをお勧めします。テープレコーダーやプレーヤーなどからアンプの入力に信号を供給するには、可変抵抗器のノブを回して、最大音量で最高の信号品質を実現します。
遷移コンデンサ C1 (図 1) の静電容量値の範囲は 1 ～ 100 μF です。この静電容量の値が大きいほど、ULF が増幅できる周波数は低くなります。 低周波を増幅する技術を習得するには、素子の値とアンプの動作モードの選択を実験することをお勧めします（図1〜4）。
シングルトランジスタアンプのオプションの改善
図の図に比べて、より複雑かつ改善されました。 1の増幅回路を図に示します。 図 2 と 3。 図 2 に示すように、増幅段には周波数に依存する一連の負のフィードバック (抵抗 R2 とコンデンサ C2) がさらに含まれており、これにより信号の品質が向上します。
米。 2. 周波数依存の負帰還チェーンを備えた単一トランジスタ ULF の図。
米。 3. トランジスタのベースにバイアス電圧を供給する分圧器を備えたシングル トランジスタ アンプ。
米。 4. トランジスタベースの自動バイアス設定を備えたシングルトランジスタアンプ。
図の図では、 図３に示すように、トランジスタのベースへのバイアスは、分周器を使用してより「厳密に」設定され、動作条件が変化したときのアンプの動作品質が向上します。 図の回路では、増幅トランジスタに基づく「自動」バイアス設定が使用されています。 4.
2段トランジスタアンプ
2 つの単純な増幅段を直列に接続すると (図 1)、2 段の ULF が得られます (図 5)。 このようなアンプのゲインは、個々のステージのゲイン係数の積に等しくなります。 ただし、段数を増やすと安定した大きなゲインを得るのは容易ではありません。アンプは自励式になる可能性が高くなります。
米。 5. 単純な2段低周波増幅器の回路。
近年雑誌の誌面に回路図がよく掲載される低周波増幅器の新開発は、非線形歪み係数の最小化、出力電力の増大、増幅周波数の帯域幅の拡大などを目的としています。
同時に、さまざまなデバイスをセットアップして実験を行う場合、数分で組み立てられる簡単な ULF が必要になることがよくあります。 このようなアンプは、最小限の数の希少な素子を含み、電源電圧と負荷抵抗の広い範囲の変化にわたって動作する必要があります。
電界効果トランジスタとシリコントランジスタに基づくULF回路
段間を直接結合した単純な低周波電力増幅器の回路を図に示します。 6 [Rl 3/00-14]。 アンプの入力インピーダンスはポテンショメータ R1 の定格によって決まり、数百オームから数十メガオームまで変化します。 2...4 ～ 64 オーム以上の抵抗を持つ負荷をアンプ出力に接続できます。
高抵抗負荷の場合、KT315 トランジスタを VT2 として使用できます。 このアンプは 3 ～ 15 V の電源電圧の範囲で動作しますが、電源電圧が 0.6 V に低下した場合でも許容可能な性能は維持されます。
コンデンサ C1 の容量は 1 ～ 100 μF の範囲で選択できます。 後者の場合 (C1 = 100 μF)、ULF は 50 Hz ～ 200 kHz 以上の周波数帯域で動作できます。
米。 6. 2つのトランジスタを使用した単純な低周波増幅器の回路。
ULF 入力信号の振幅は 0.5 ～ 0.7 V を超えてはなりません。アンプの出力電力は、負荷抵抗と電源電圧の大きさに応じて、数十 mW から W 単位まで変化します。
アンプの設定は、抵抗 R2 と R3 を選択することで構成されます。 彼らの助けにより、トランジスタ VT1 のドレインの電圧は電源電圧の 50 ～ 60% に等しく設定されます。 トランジスタ VT2 はヒートシンク プレート (ラジエーター) に取り付ける必要があります。
直結型トラックカスケード ULF
図では、 図 7 は、カスケード間の直接接続を備えた、一見単純な別の ULF の図を示しています。 このような接続により、アンプの低周波領域の周波数特性が向上し、回路全体が簡素化されます。
米。 7. ステージ間が直接接続された 3 ステージ ULF の概略図。
同時に、各アンプの抵抗を個別に選択する必要があるため、アンプの調整が複雑になります。 抵抗器 R2 と R3、R3 と R4、R4 と R BF のおおよその比率は (30 ～ 50) ～ 1 の範囲内である必要があります。抵抗器 R1 は 0.1 ～ 2 kOhm である必要があります。 図に示すアンプの計算は次のとおりです。 ７は、例えば［Ｒ ９／７０－６０］などの文献で見つけることができる。
バイポーラトランジスタを使用したカスケードULF回路
図では、 図８および図９にバイポーラトランジスタを用いたカスコードＵＬＦの回路を示す。 このようなアンプはかなり高いゲイン Ku を持っています。 図のアンプ。 ８は、３０Ｈｚから１２０ｋＨｚまでの周波数帯域においてＫｕ＝５を有する［ＭＫ２／８６−１５］。 図の図によるULF。 高調波係数が 1% 未満の 9 のゲインは 100 [RL 3/99-10]。
米。 8. ゲイン = 5 で 2 つのトランジスタに ULF をカスケード接続します。
米。 9. ゲイン = 100 で 2 つのトランジスタに ULF をカスケード接続します。
3つのトランジスタを備えた経済的なULF
ポータブル電子機器の場合、ULF の効率は重要なパラメータです。 このようなULFの図を図に示します。 10 [RL 3/00-14]。 ここでは、電界効果トランジスタＶＴ１とバイポーラトランジスタＶＴ３のカスケード接続が使用されており、トランジスタＶＴ２は、ＶＴ１とＶＴ３の動作点を安定させるように接続されている。
入力電圧が増加すると、このトランジスタは VT3 のエミッタとベースの接合を分路し、トランジスタ VT1 と VT3 を流れる電流の値を減少させます。
米。 10. 3 つのトランジスタを使用したシンプルで経済的な低周波増幅器の回路。
上記回路（図6参照）と同様に、このULFの入力抵抗は数十オームから数十メガオームの範囲で設定できます。 負荷としては、TK-67 や TM-2V などの電話カプセルが使用されました。 プラグを使用して接続された電話カプセルは、同時に回路の電源スイッチとしても機能します。
ULF 電源電圧の範囲は 1.5 ～ 15 V ですが、電源電圧が 0.6 V に低下してもデバイスの機能は維持されます。電源電圧範囲が 2 ～ 15 V では、アンプによって消費される電流は次のようになります。次の式で説明されます。
1(μA) = 52 + 13*(Upit)*(Upit)、
ここで、Upit は電源電圧 (ボルト (V)) です。
トランジスタ VT2 をオフにすると、デバイスが消費する電流は 1 桁増加します。
ステージ間を直結した2ステージULF
直接接続と動作モードの最小限の選択を備えた ULF の例は、図に示す回路です。 11 - 14。ゲインが高く、安定性が優れています。
米。 11. マイク用のシンプルな 2 段階 ULF (低ノイズ レベル、高ゲイン)。
米。 12. KT315トランジスタを使用した2段低周波アンプ。
米。 13. KT315 トランジスタを使用した 2 段低周波アンプ - オプション 2。
マイクアンプ (図 11) は、低レベルの自己ノイズと高ゲインが特徴です [MK 5/83-XIV]。 VM1マイクには動電型マイクを使用しました。
電話カプセルはマイクとしても機能します。 図のアンプの動作点（入力トランジスタのベースの初期バイアス）の安定化。 図１１〜図１３の現象は、第２増幅段のエミッタ抵抗の電圧降下により行われる。
米。 14. 電界効果トランジスタを備えた 2 段 ULF。
高い入力抵抗（約1MOhm）を持つアンプ（図14）は、電界効果トランジスタVT1（ソースフォロワ）とバイポーラトランジスタVT2（共通のもの）で作られています。
電界効果トランジスタを使用したカスケード低周波増幅器は、入力インピーダンスも高く、図に示します。 15.
米。 15. 2 つの電界効果トランジスタを使用した単純な 2 段 ULF の回路。
低オーム負荷を扱うためのULF回路
低インピーダンス負荷で動作し、数十 mW 以上の出力電力を持つように設計された典型的な ULF を図に示します。 16、17。
米。 16. 低抵抗負荷を扱うためのシンプルな ULF。
図に示すように、動電ヘッド BA1 をアンプの出力に接続できます。 16、または橋に対して斜め（図 17）。 電源が 2 つの直列接続されたバッテリー (蓄電池) で構成されている場合、図によるとヘッド BA1 の右側の出力は、コンデンサー SZ、C4 を使用せずに、それらの中間点に直接接続できます。
米。 17. ブリッジの対角に低抵抗負荷を設けた低周波増幅器の回路。
単純な真空管 ULF 用の回路が必要な場合は、1 つの真空管を使用してもそのようなアンプを組み立てることができます。当社のエレクトロニクス Web サイトの対応するセクションを参照してください。
文献：Shustov M.A. 実践回路設計 (Book 1)、2003 年。
出版物の訂正:図の 図１６および１７では、ダイオードＤ９の代わりに一連のダイオードが取り付けられている。
コース プロジェクトには、37 枚のシート、23 枚のイラスト、1 つの表が含まれています。
目標: - コースプロジェクトのトピックに関連するコースで学生の知識を深めること。
技術文献を使って独立した作業のスキルを教え込みます。
電子回路の構成、計算、分析を学びます。
技術文書を正しく作成する方法を学びます。
このコース プロジェクトには、低周波増幅器、その分類、用途、および基本的な技術ソリューションの簡単な説明が含まれています。 増幅器の構造および電気回路図も開発され、その計算が行われました。
アンプ、トランジスタ、入力特性、
非線形歪み、出力カスケード
1. はじめに……………………………………………………………….. 3
2. 本編
2.1 分析レビュー……………………………………5
2.2 アンプのブロック図を作成する ...... 9
2.3 電気回路の開発
増幅回路……………………………………………….. 11
2.4 電気計算…………………………。 …………14
2.5 設計したアンプの解析………… …………29
3. 結論…………………………………………………………………… 30
4. 参考文献リスト…………………………………………………….. 31
5. 付録…………………………………………………….. 32
1. はじめに
現代の電子アンプの特徴は、非常に多様な回路を構築できることです。
アンプは、高調波信号のアンプ、パルスアンプなど、増幅される信号の性質が異なります。また、目的、段数、電源の種類、その他の指標も異なります。
ただし、最も重要な分類基準の 1 つは、特定のアンプが満足に動作できる電気信号の周波数範囲です。 この機能に基づいて、次の主なタイプのアンプが区別されます。
周波数範囲が数十ヘルツから数十キロヘルツの連続周期信号を増幅するように設計された低周波アンプ。 ULF の特徴は、増幅周波数の上部と下部の比が大きく、通常は数十倍以上になることです。
DC アンプ – ゼロから最高動作周波数までの周波数範囲の電気信号を増幅します。 これらを使用すると、信号の可変成分とその定数成分の両方を増幅できます。
選択アンプ – 非常に狭い周波数帯域の信号を増幅します。 それらは、下部周波数に対する上部周波数の比率が小さいことを特徴とします。 これらのアンプは低周波数と高周波数の両方で使用でき、特定の周波数範囲の電気振動を分離できる一種の周波数フィルターとして機能します。 このような発振回路アンプを負荷として使用することで、狭い周波数範囲を確保することが多い。 この点で、選択増幅器は共振増幅器と呼ばれることがよくあります。
非常に広い周波数帯域を増幅する広帯域アンプ。 これらのアンプは、パルス通信デバイス、レーダー、テレビの信号を増幅するように設計されています。 ブロードバンドアンプはビデオアンプと呼ばれることがよくあります。 これらのアンプは、主な目的に加えて、オートメーションやコンピューター デバイスでも使用されます。
2.1 分析レビュー
最新の低周波アンプは、主にバイポーラ トランジスタと電界効果トランジスタをディスクリート設計または統合設計で使用して作られており、マイクロデザイン アンプは主に設計と技術的特徴においてディスクリートのアナログとは異なります。
低周波増幅器の入力信号源には、マイク、ピックアップ、または以前の増幅器が含まれる場合があります。 ほとんどの入力信号ソースは非常に低い電圧を発生します。 制御電圧が弱いと出力電流、ひいては出力電力の大幅な変化を得ることができないため、電力増幅段に直接供給することは意味がありません。 したがって、アンプのブロック図には、必要な電力を供給する出力段に加えて、前置増幅段も含まれます。
これらのカスケードは通常、トランジスタの出力回路の負荷抵抗の性質に従って分類されます。 最も広く使用されているのは、負荷抵抗が抵抗である抵抗増幅段です。 トランスはトランジスタ負荷としても使用できます。 このようなカスケードは変圧器カスケードと呼ばれます。 しかし、トランスはコストが高く、かなりのサイズと重量があり、また振幅周波数特性が不均一であるため、トランスの前置増幅段が使用されることはほとんどありません。
バイポーラ トランジスタに基づく前置増幅段では、ほとんどの場合、エミッタ接地回路が使用されます。この回路は、電圧と電力利得が高く、入力抵抗が比較的高く、エミッタ回路とコレクタ回路に 1 つの共通電源を使用できます。
共通エミッタと単一電源からの電力を備えた抵抗増幅段の最も単純な回路を図 1 に示します。
写真1
この回路をベース電流固定回路と呼びます。 固定ベース電流バイアスは、最小限の部品数と電源からの低消費電流を特徴としています。 さらに、抵抗器 Rb の比較的大きな抵抗値は、カスケードの入力抵抗の値に実際には影響を与えません。 ただし、このバイアス方法は、トランジスタの温度の小さな変動でカスケードが動作する場合にのみ適しています。 さらに、同じタイプのトランジスタであっても b パラメータのばらつきが大きく不安定であるため、トランジスタを変更するときや時間の経過とともにカスケード動作モードが不安定になります。
より効率的なのは、図 2 に示すように、ベースに固定バイアス電圧を備えた回路です。
この回路では抵抗が
電源Ｅ ｋ に並列に接続され、分圧器を構成する。 抵抗で形成される分圧器は十分に高い抵抗を持たなければなりません。そうしないと、カスケードの入力抵抗が小さくなります。トランジスタ増幅回路を構成する場合、特性上の動作点の位置を安定させるための工夫が必要です。 主な不安定要因は温度の影響です。 存在する
A. ベプスキー
RM。 HF-VHF。 2002 年 1 月
トランジスタパワーアンプを設計する場合、計算量が複雑で大量であるため、アマチュア無線家は回路の完全な計算を実行しないことがよくあります。 無線工学機器をモデル化するためのコンピュータ手法は間違いなく設計プロセスを容易にしますが、そのようなプログラムを取得して習得することには特定の問題も発生するため、一部のアマチュア無線家にとっては、たとえば、で説明されているようなグラフィカルな計算手法が最も受け入れられ、アクセスしやすい可能性があります。
パワーアンプを設計する際の主な目標の 1 つは、最大の出力電力を取得することです。 ただし、アンプの電源電圧を選択するときは、出力トランジスタの Uke max が参考書に記載されている値の 10% を超えてはいけないという条件を満たす必要があります。 設計時には、トランジスタのIk max とPk max の基準値を考慮し、さらに係数bの値を知る必要があります。
使用されている表記の意味を図 1 に示します。 トランジスタの基準パラメータを使用して、方眼紙上に座標系 Uk、Ik を構築し、その上に直線 Ik max、Uke max、および最大電力曲線 Pk max を描きます (図 2)。 トランジスタの動作点は、直線 Ik max および Uke max と双曲線 Pk max によって制限される領域内にあります。
図1
カスケードの出力電力は、負荷直線が通過する双曲線 Pk max に近づくほど大きくなります。
双曲線が直線に触れたときに最大のパワーが得られます。 負荷線が Uke max 点を離れると、最大出力電圧が得られます。 前述の両方の条件を同時に満たすには、点 Uke max から伸びる直線が双曲線 Pk max に触れなければなりません。
場合によっては、出力トランジスタを通して大電流を得ることが必要になる場合があります。 この場合、双曲線Ｐｋ ｍａｘ に接する点Ｉｋ ｍａｘ から荷重直線を引く必要がある。 トランジスタはクラス A モードで動作します。
出力電圧が最大かつ対称となるように、MP トランジスタの動作点を選択しましょう。 作業点から軸 Uk と Ik に平行な直線を描きます。 Uk 軸との交点でカスケード電源電圧の値が得られ、Ik 軸との交点でトランジスタの静止電流 (Iko) の値が得られます。 その後、トランジスタの係数がわかれば、選択した動作点のベース電流 Ibo を決定できます。 さらに、開発者にとって重要な他のカスケード パラメーターを計算できます。 抵抗器 Re の抵抗値はできるだけ低く選択する必要があることに留意してください (極端な場合はゼロに等しい)。
パワーアンプの制限パラメータを計算するための説明された方法を説明するために、2N3632 トランジスタ (ほぼアナログ - KT907) で出力段を開発するためのアルゴリズムを考えてみましょう。
このトランジスタの場合: Uke max = 40V; Pk max = 23 W; Ik max = 3 A; b=50...110 (計算では b=100 を使用します); フィート=400MHz。
グラフで次のデータが得られます。 Up=16 V; イコ=1.36A; Uout=30V:Iкm=2.8A。
ベース電流を決定します。
分圧器を通る電流:
分圧抵抗の抵抗。
分析レビュー
低周波アンプは、ディスクリートまたは統合設計のバイポーラおよび電界効果トランジスタに基づいており、入力信号ソースのほとんどに任意の信号 (センサー、以前のアンプ、マイクなど) を含めることができます。非常に低い電圧が発生します。 制御電圧が弱いと出力電流、ひいては出力電力の大幅な変化を得ることができないため、電力増幅段に直接供給することは意味がありません。 アンプのブロック図には、必要な電力を供給する出力段に加えて、前置増幅段も含まれています。
これらのカスケードは通常、トランジスタの出力回路の負荷抵抗の性質に従って分類されます。 最も広く使用されているのは、負荷抵抗が抵抗である抵抗増幅段です。 トランスはトランジスタ負荷としても使用できます。 このようなカスケードは変圧器カスケードと呼ばれます。
バイポーラ トランジスタに基づくプリアンプ段では、ほとんどの場合、エミッタ接地回路が使用されます。この回路は、電圧と電力利得が高く、入力抵抗が比較的高く、エミッタ回路とコレクタ回路に 1 つの共通電源を使用できます。
共通エミッタと単一電源からの電力を備えた抵抗増幅段の最も単純な回路を図 1 に示します。
図 1 - 抵抗増幅段の最も単純な回路
この回路をベース電流固定回路と呼びます。 固定ベース電流バイアスは、最小限の部品数と電源からの低消費電流を特徴としています。 また、抵抗器 R の抵抗値が比較的大きいため、 b カスケードの入力抵抗の値には実質的に影響を与えません。 ただし、このバイアス方法は、トランジスタの温度の小さな変動でカスケードが動作する場合にのみ適しています。 さらに、パラメータのばらつきが大きく不安定である b 同じタイプのトランジスタであっても、トランジスタを変更するときや時間の経過とともにカスケード動作モードが不安定になります。
より効率的な回路は、図 2 に示すように、ベースに固定バイアス電圧を備えた回路です。
図 2 – 分圧器を備えた回路
この回路では抵抗がそして 電源Eに並列接続に、 これにより分圧器が形成されます。 抵抗で形成された分圧器そして 十分に大きな抵抗がなければ、カスケードの入力抵抗は小さくなります。
トランジスタ増幅回路を構成する場合、特性上の動作点の位置を安定させるための工夫が必要です。 なぜこのような対策を講じなければならないかというと、気温の影響です。 トランジスタカスケードの動作モードのいわゆる熱安定化には、いくつかのオプションがあります。 最も一般的なオプションを図 3、4、5 に示します。
この回路 (図 3 を参照) では、負の抵抗温度係数を持つサーミスタがベース回路に接続されており、温度が上昇すると、サーミスタの抵抗が減少するため、ベースの負の電圧が減少します。サーミスター。 この場合、ベース電流が減少し、その結果コレクタ電流も減少します。
図 3 - サーミスターを使用した回路
半導体ダイオードを使用した可能な熱安定化スキームの 1 つを図 4 に示します。
図 4 – 半導体ダイオードを使用した熱安定化回路
この回路ではダイオードが逆方向に接続されており、ダイオードの逆電流の温度特性はトランジスタのコレクタ逆電流の温度特性と同様になるはずです。 トランジスタを変更すると、コレクタ逆電流の大きさが変化するため、安定性が低下します。
最も広く使用されているスキームは、図 5 に示すレジームの熱安定化です。
図 5 – エミッタ安定化回路 ReSe を備えた回路
この回路では、抵抗から得られる固定順バイアス電圧に向かって抵抗器 R の両端に現れる電圧がオンになります。ああ エミッタ電流が流れるとき。 たとえば、温度が上昇すると、コレクタ電流の一定成分が増加するとします。 コレクタ電流が増加すると、エミッタ電流が増加し、抵抗 R の両端の電圧が低下します。ああ 。 その結果、エミッタとベース間の電圧が減少し、ベース電流が減少し、その結果コレクタ電流も減少します。 ほとんどの場合、抵抗 Rああ 大容量コンデンサでシャントされています。 これは、抵抗器 R からエミッタ電流の交流成分を除去するために行われます。 e.
3 構造図の作成
設計されたアンプには、分圧器と分離された容量素子 (コンデンサ) を含む回路を使用することをお勧めします。
分圧器は、ベースの電圧にバイアスをかけるように設計されています。 分圧器は抵抗 R で構成されますb1とR b2。 抵抗Rb1に接続します コレクタ抵抗Rと並列の定電圧源Ekのプラス接点とR b2ベース分岐と定電圧源 Ek の負の接点の間。
分離コンデンサは、信号の直流成分を遮断する役割を果たします (つまり、これらの要素の機能は直流電流を通過させないことです)。 それらは、増幅段の間、信号源と増幅段の間、さらに最後の増幅段と負荷 (増幅された信号の消費者) の間に配置されます。
また、エミッタ安定化回路にはコンデンサが使用されています。 エミッタ抵抗Reと並列に接続されています。
これらは、エミッタ抵抗から信号の変動成分を除去する役割を果たします。
2 段アンプの動作原理を図 6 に示します。
図 6 - 2 段アンプのブロック図
微弱な信号が信号源から増幅器の初段に供給され、電源から受け取った一定の電源電圧によりトランジスタによって増幅されます。 その後、数倍に増幅された信号は 2 段目の入力に到達します。
また、電源電圧を介して、必要な信号レベルまで増幅された後、消費者 (この場合は負荷) に送信されます。
エクササイズ：
指定されたパラメータを使用して、低周波、中電力電圧プリアンプ回路を開発します。
アンプ出力の電圧の振幅値 Uout = 6 V。
ソース信号の振幅値 Uin = 0.15 V;
コレクタ回路のDC電源電圧 Ek = 20 V;
アンプ負荷回路の抵抗 Rн = 3.3 kOhm。
増幅周波数の範囲 F n F in = 20 Hz ～ 20000 Hz。
周波数歪率Mで = 1.18;
信号源の内部抵抗 Ri = 130 オーム。
次の条件を満たす必要がある最大コレクタ - エミッタ電圧 Uke を決定してみましょう。
ウケマ ≥ 1.2 × Ek.
ウケマー ≥ 1.2 × 20 = 24 V。
による トランジスタは条件に適しています GT 404A (付録 A)
h 21e = 30 ÷ 80
図 7 – エミッタ共通のトランジスタ増幅段の図
4 トランジスタアンプの計算
4.1 最初のカスケード。
4.1.1 直流用アンプの計算
アンプを計算する際には、グラフィック解析計算手法を使用します。
まず、電流 - 電圧特性の入力電圧 - アンペア特性に基づいてトランジスタの動作点を選択します (付録 A を参照)。 Ubep ブランチ上の点から、入力曲線のグラフと交差するまで垂線を描きます。 この点が基地の静止点です。 そこから Ib 軸への垂線を下げると、一定のベース電流 Ibp、mA が求められます。
電圧軸 Ube で最小 Ube を決定します。分 そして最大宇部マックス 両側の Umin に等しいセグメントを確保して、電圧値を計算します。 得られた値から、グラフの曲線との交点に垂線を引き、グラフとの交点からベース電流Ibの軸に垂線を引きます。
出力特性群のグラフ上で、Ik 軸上の点 Ikp からベース電流群の特定の分岐と交差するまで水平な直線を引くことによって動作点の位置を決定します (付録 B を参照)。 。 これがコレクタ回路の休止点 P になります。 応力軸に対する垂線 Ucap を下げて、動作電圧の静止点を取得します。
2 つの点を使用して静荷重線を作成しましょう。そのうちの 1 つは P で、Uke 軸上の 2 番目の点は Ek に等しくなります。 負荷線を作成し、それがコレクタ電流の軸と交差すると、結果は Isq 点になります。これは架空の点であり、トランジスタ (ジャンパ) が短絡した場合に流れる電流を意味します。 。
抵抗器の抵抗値 R の計算 b1 と R b2 (オーム) 分圧器
分圧器の電流は (8 ÷ 10) の範囲内で選択します。 :
4.1.2 カスケードの動的計算。
次の式を使用して電圧ゲインを計算してみましょう。
この段階の最初のステップは、信号源の電圧とその内部抵抗を最初の段階の「入力」に与えることです。 最初のトランジスタのベースに作用する等価電圧と抵抗を求めます。 これを行うには、入力電流 R の交流成分のベース回路の並列抵抗の値を見つけます。 b 式によると：
抵抗 Rb と並列に、トランジスタの交流 (ダイナミック) 用の入力抵抗が接続されます。これは、入力電圧の増加と電流の比率としての入力電流 - 電圧特性によって決まります。
動的入力電流:
交流信号に応じてコレクタ回路の抵抗が変化するため、出力特性上の2点を通る動的負荷直線を再計算して構築する必要があります(付録A)。
実際には、付録 A に示すように、負荷ダイナミック レンジはベース電流 Ibd の 2 つの分岐内になります。 1 および Ibd 2 1 および UKd 2
7,5<40
2 番目のカスケードを追加する必要があります。
これを行うには、次のように計算してみましょう。
4.2. 2番目のカスケード
4.2.1 DCアンプの計算
第 2 ステージでは、中出力トランジスタを選択します。 GT 404V h はすべてのパラメータに適しています 21e = 30 ÷ 80。
なぜなら 入力電流電圧特性は同じです GT404A と GT 404V の場合、初期のものは同じになります。 同じ方法でグラフを作成し、値を取得します。
操作点も選択します (付録 D を参照)。
抵抗 Re はカスケード動作モードの熱補償を目的としており、(0.1 ～ 0.3)Rк の範囲内で選択されます。
中出力トランジスタの分圧器電流は (2 ÷ 3) Ibp を選択する必要があります。
抵抗器の抵抗値 R を計算してみましょう b3 と R b4 、オーム分圧器
4.2.2カスケードの動的計算。
入力電流Rの交流成分のベース回路の等価抵抗の値を求めてみましょう b 式によると
トランジスタの AC 入力インピーダンス (動的) は次のとおりです。
抵抗 Rin と Rb の並列接続は次のようになります。
この場合、トランジスタ入力における等価交流信号は次のようになります。
次の式を使用して、入力電圧の動的最小値と最大値を決定してみましょう。
動的入力電流:
負荷抵抗を計算してみましょう。これは式から求められます。
交流信号に応じてコレクタ回路の抵抗が変化するため、出力特性上の2点を通る動的負荷直線を再計算して構築する必要があります(付録D)。
静的モードの場合と同様に、最初の点 (点 P) は残ります。2 番目の点 (架空) は縦軸 Ik 上にある必要があり、次の式を使用して計算されます。
実際には、図 2.14 からわかるように、負荷ダイナミック レンジはベース電流 Ibd の 2 つの分岐内になります。 1 および Ibd 2 。 出力電圧の変化範囲も変化し、動的負荷線に応じて Ucd となります。 1 とイギリス 2 。 次に、カスケードの実際のゲインは次の式から決定されます。
実際のゲインを計算してみましょう。
4.3 カップリングコンデンサとシャントコンデンサ容量の計算
最初のカスケード:
第2段階：
2 番目のカスケードの場合 (最初のカスケードと同じ式を使用):
5。結論
このコースワークを実行する際に、トランジスタ GT404A と GT404B を使用してアンプを開発しました (アンプ回路の 2 段を設計しました)。 アンプの概略図が得られました。 電圧ゲイン係数は 40 であり、条件を満たしています。
文学
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