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多くの短波オペレーターは、真空管アンプについてはすべてがわかっていると確信しています。 そしてさらに…かもしれない。 しかし、放送上の低品質信号の数は減少していません。 全く逆です。 そして最も悲しいことは、これらすべてが、使用されている産業用輸入トランシーバーの数の増加を背景に起こっているということです。その送信機パラメーターは非常に高く、FCC（米国連邦通信委員会）の要件を満たしています。 しかし、放送中の私の同僚の中には、FT 1000 を「膝の上に」走らせることはできないという事実を受け入れ、30 年前の標準に従って設計された RA (GU29 + 3 台の GU50) を使用する人もいます。 、などは、RAによれば「我々は他をリードしている」と今でも自信を持っている。 「彼らは海外に存在しており」、購入するだけでなく、注目と反復に値する RA の構築も行っていることに注意してください。
ご存知のとおり、KB パワー アンプはコモン グリッド (OC) とコモン カソード (CC) を備えた回路を使用します。 OS を備えた出力段は、CIS のアマチュア無線ではほぼ標準となっています。 ここでは、OS を備えた回路で動作するように特別に設計されたランプと、OK を備えた回路での線形増幅用のランプの両方を使用します。 どうやら、これは次の理由で説明できます。
- OS を備えた回路は、理論的には自励励起が起こりにくいため、 グリッドはHFまたは電気的に接地されています。
- フィードバックのある回路では、負の電流フィードバックにより直線性が 6 dB 高くなります。
- OS を含む RA は、OK を含む RA よりも高いエネルギー レベルを提供します。
残念ながら、理論上は良いことでも、実際には必ずしも良いとは限りません。 電流電圧特性の傾きが大きい四極管および五極管を使用し、その 3 番目のグリッドまたはビーム形成プレートがカソードに接続されていない場合、OS を備えた RA は自己励起する可能性があります。 取り付けが失敗し、低品質のコンポーネント (特にコンデンサ) が使用され、トランシーバーとのマッチングが不十分な場合でも、OS を備えた回路を使用して、HF または VHF で古典的な自己発振器を得るために、位相と振幅のバランスの条件が簡単に作成されます。 一般に、OS スキームに従ってトランシーバーと RA を一致させることは、書かれているほど簡単ではありません。 4 つの G811 で 75 オームなど、よく引用される数値は理論的に正しいだけです。 フィードバック付き PA の入力インピーダンスは、励起電力、アノード電流、P 回路設定などによって異なります。 これらのパラメータのいずれかを変更すると、たとえば範囲の端でアンテナの SWR を増加すると、ステージの入力で不整合が発生します。 しかし、それだけではありません。 OS を備えた PA の入力で同調回路が使用されていない場合 (これは自作アンプではよく起こります)、励起電圧は非対称になります。 励磁器からの電流は入力電圧の負の半サイクル中にのみ流れるため、歪みのレベルが増加します。 したがって、上記の要因により、OS 方式の利点が打ち消される可能性があります。 しかし、それでも、OS を搭載した RA は人気があります。 なぜ？
私の意見では、エネルギー性能が優れているため、「パワーアップ」が必要な場合には、OS を搭載した回路に代償はかかりません。 この場合、アンプの線形性は人々が最も考えないことです。これは、「カスケードによってもたらされる歪みは、特性上の動作点の選択にはほとんど依存しない」というよく理解されている事柄を参照しています。 たとえば、OK の回路での一般的な接続での単側波帯信号の線形増幅用に設計された GU74B ランプの静止電流は約 200 mA になるはずで、それ以上の出力電力を得ることが可能である可能性はほとんどありません。ランプの寿命を危険にさらすことなく、750 W (Ua = 2500 V で) を超えても問題ありません。 アノードでの電力損失は制限されます。 GU74B を OS でオンにすると、静止電流は 50 mA 未満に設定でき、1 kW の出力電力が得られます。 このような RA の直線性の測定に関する情報を見つけることはできず、「多くの QSO がこのアンプで行われ、特派員は常に信号の品質の高さに注目しました」のような議論は主観的であり、したがって説得力がありません。 上記の例の 1 kW を超える電力は、既知の相互変調特性を持つメーカー推奨の動作モードで OK の GU74B ランプのペアを使用して、一般的な産業用 ALPHA/POWER ETO 91B によって提供されます。 どうやら、このアンプの開発者は、経済的な考慮事項（別のランプによりコストが増加し、設計が複雑になる）だけでなく、PA パラメータが FCC の規格および要件に準拠していることにも関心を持っていたようです。
OS を使用した RA の利点は、スクリーンと制御グリッドの電圧を安定させる必要がないことです。 これは、指定されたグリッドが共通のワイヤに直接接続されている回路にのみ当てはまります。 現代の四極管をこのように含めることは、ほとんど正しいとは考えられません。このモードでのカスケードの線形性に関するデータがないだけでなく、グリッドでの電力損失も、原則として許容限度を超えています。 このような回路の励起電力は約 100 W であるため、たとえば一般通話での集中的な作業中にトランシーバの発熱が増加します。 さらに、接続ケーブルが長い場合、高いSWR値とそれに関連する問題を回避するために、アンプの入力でスイッチP回路を使用する必要があります。
OK のある回路の欠点には、スクリーンと制御グリッドの電圧を安定させる必要があることが含まれます。 ただし、AB1 モードの最新の四極管では、これらの回路で消費される電力は小さく (20 ～ 40 W)、現在入手可能な高電圧トランジスタの電圧安定化装置は非常に単純です。 電源トランスに必要な電圧がない場合は、二次巻線をフィラメント電圧 6.3 または 12.6 V に逆接続することで、適切な低電力トランスを使用できます。OK 回路のもう 1 つの欠点は、電圧が高いことです。送信一時停止中のアノードでの電力損失。 これを削減する可能な方法の 1 つを図 1 (の簡略図) に示します。 
励起電圧は、容量性分圧器を介して全波整流器 VD1、VD2 に供給され、次にコンパレータ DA1 に供給されます。 コンパレータがトリガーされると、ランプは閉状態から動作モードに移行します。 送信一時停止中は励起電圧はなく、ランプはロックされ、アノードでの電力消費は無視できます。
私の意見では、OS を搭載した RA は、設計コストを削減するために、またはそのような接続で動作するように特別に設計されたランプを使用して、古いランプを備えた KB で使用できます。 入力には、低品質係数の調整された LC 回路または P 回路を使用することが必須です。 これは、広帯域トランジスタ出力段を備えたトランシーバに特に当てはまります。トランシーバの通常動作は、整合した負荷でのみ可能です。 もちろん、トランシーバーの出力段にカスタマイズ可能な P 回路またはアンテナ チューナーがあり、接続ケーブルの長さが 1.5 m を超えない場合 (つまり、使用される周波数範囲の静電容量を表します)、そのような回路はPA への入力として考慮されます。 しかし、いずれの場合でも、RA 入力で P 回路を使用すると、VHF での自己励起の可能性が大幅に減少します。 ちなみに、これはまさに、OS を備えた PA の大部分が実装されている方法であり、海外の文献に記載されており、短波周波数向けに業界で製造されています。 500 W 以上の出力の RA を作成することを計画しているアマチュア無線家には、回路内で無線周波数信号の線形増幅用に特別に設計されたランプを使用することをお勧めします。 この推奨事項は、高価な「ブランド」トランシーバーを使用する場合に特に重要になります。OS を備えた RA では、自己励起中に入力に大きな RF またはマイクロ波発振が発生し、出力段または入力回路の故障につながる可能性があります。 (自励時の RX - TX 回路の切り替えに応じて)。 残念ながら、これは著者の空想ではなく、実践から得た実際のケースです。
そして、真空管 RA を考慮する場合、もう 1 つ問題を無視することはできません。V. Zhalnerauskas と V. Drozdov の軽妙な手腕により、バンドパス フィルターの後に無線の線形増幅を行うトランシーバーの送信部分を構築するスキームが普及しました。中間フィルタリングを行わないトランジスタ段による周波数信号は、真空管アンプを励起するために使用されます。 構造的には、トランシーバは簡素化されていますが、そのような回路が慎重に構成されていない場合、そのような簡素化の代償としてスプリアス放射の含有量が増加します。
トランシーバーの出力電力が「駆動」するのに十分でない場合、たとえば 1:4 トランスの広帯域入力回路を備えた GU74B の場合など、状況はさらに悪化します。 必要なゲインは通常、追加の広帯域ステージによって実現されます。 低 IF が使用され、2 ループまたは 3 ループ DFT の後、送信パスの電力ゲインが 40 ～ 60 dB で、P ループがこのパスの唯一の選択回路である場合、十分な値になります。スプリアス放射の抑制は保証されません。 主信号とほぼ同じパワーの第二高調波などの影響がアマチュアバンドで毎日聞こえます。 たとえば、3680 ～ 3860 kHz セクションを聞くと、160 メートルの範囲にある SSB 局からの第 2 高調波信号がほぼ確実に聞こえます。 RA 自体にも特定の非線形性があるため、スペクトル的に純粋な無線周波数信号が RA に供給された場合でも、出力には高調波が必然的に存在します。 最大 1 kW の出力電力には、単一の P 回路を推奨します。 海外のアマチュアおよび産業用 PA では、より高出力の場合、図に示す P-L 回路が使用されます。 1 - 濾過係数は 2 倍です。
ここで、RA 設計に対するかなり要求の厳しいアプローチを示す回路ソリューションを検討してみましょう。
この出版物では、GU74B の自家製 RA のアメリカ版を紹介しています。 ジョージ T. 娘、AB6YL は、もともと OS 回路に従って三極管で構築されたデントロン MLA2500 産業用アンプをリメイクすることに決め、GU74B ランプ (アメリカの名称 - 4СХ800А) を選択しました。 このプロジェクトでは、入力電力がグリッドと共通線の間の 50 オームの抵抗器によって消費される、励起信号を制御グリッドに供給するモードを使用するのが最適であると彼は考えました。 これにより、入力回路をカスタマイズする必要がなくなり、広帯域を簡単に提供できるようになりました。 制御グリッド回路の低インピーダンスは自励の回避に役立ち、トランシーバーの出力段に低い SWR の安定した抵抗負荷を提供します。 さらに、出力 1500 W の非常に人気のある商用アンプ ALPHA/POWER 91B は、この接続に 4CX800A のペアを使用しています。これはすでに実証済みの回路です。
増幅回路を図に示します。 2.
4CX800A の入力容量が大きい (約 50 pF) ため、特に高周波数範囲では誘導補償を使用する必要があります。 巻線抵抗器 R1B 6 W/6 オームは必要なインダクタンスを提供し、無誘導 R1A および R1C とともに負荷抵抗を必要な 50 オーム/50 W まで補完します。 AB6YL の測定によれば、35 MHz 未満の周波数では入力 SWR は 1.1 未満です。
アンプのエネルギー性能は、カソードとコモン線の間に最大 30 オームの抵抗を持つ無誘導抵抗器 R2 を接続することによって改善できます。 この抵抗は負のフィードバックを提供し、静止電流を削減し、直線性をわずかに改善します。 5 次成分のレベルは約 3 dB 減少します。
P 回路のパラメータは指定されていません。 Dentron のコンポーネント - MLA2500 が使用されました。
4СХ800А フィラメントは、励起電圧と電源電圧が印加される少なくとも 2.5 分前にオンにする必要があります。
米国市場に供給されている 4СХ800А/ГУ74Б の仕様では、スクリーン電圧 +350 V で制御グリッドのバイアス電圧を約 -56 V にすることを推奨しています。制御グリッドの電源は、低電力トランス T2 で構成され、逆 - 一次として使用される二次巻線に、6.3 V の電圧が主変圧器 T1 から供給され、約 60 V AC 電圧が供給されます。 パラメトリック スタビライザ VD9、R12 の出力には、-56 V の電圧があります。制御グリッド電流は非線形歪みを引き起こし、スプラッタの原因となります。 グリッド電流検出器は、コンパレータ回路に従って接続されたオペアンプ DA1 上に組み込まれています。 グリッド電流が数ミリアンペアを超えると、R16 両端の電圧降下が増加し、コンパレータが動作して赤色 LED が点灯します。
スクリーン グリッドは、過剰な電流消費に対する保護機能を備えた電圧安定化装置 (VT1、VT2、VD7) によって電力を供給されます。 リレー接点 K2 は、受信モードの共通線 (R13 経由) と送信モードの +350 V の間でスクリーン グリッドを切り替えます。 抵抗 R9 は、リレーの切り替え時の電圧サージを防止します。 スクリーングリッド電流は PA1 ポインターデバイスによって示されます。 四極管の場合、スクリーングリッド電流は、アノード電流よりも共振と同調のより良い指標となります。 送信モードでは、アノード静止電流は 150 ～ 200 mA である必要がありますが、スクリーン グリッド電流は約 -5 mA です (中央にゼロのないデバイスが使用されている場合、矢印はずっと左に移動します) ）。 アンプは線形モードで動作し、アノード電流が 550 ～ 600 mA、スクリーン グリッド電流が約 25 mA であるため、ALC は必要ありません (制御グリッド電流がない限り)。 共振時のスクリーングリッド電流が 30 mA を超える場合は、負荷への接続を増やすか、励起電力を下げる必要があります。 四極管アンプを調整するときは、励起電力が増加するとアノード電流も増加することに留意する必要があります。 スクリーングリッド電流は、負荷との共振時または弱い接続時に最大になります。 最大出力電力に合わせてアンプを調整する場合、最適な直線性を得るために仕様で指定されたパラメータを超えないようにしてください。 必要なアンプの励起電力は、高周波数範囲では減少します。 これは、抵抗器 R2 を分流するカソードとヒーターの静電容量の影響によって説明され、環境への影響が軽減されます。 15 メートルおよび 10 メートルでアンプが過剰に励起されるのを避けるために、この点に留意する必要があります。 (または、フィラメント回路で RF チョークを使用します。編)
入力電力が約 45 W の場合のアンプのパラメータを表 1 に示します。 （出力電力値が若干高すぎるようです。編）セッション後にアンプの電源を切る前に、アンプをスタンバイ位置に約 3 分間放置する必要があります。ファンがランプを冷却する必要があります。
表1
アノード電圧 2200 V
アノード静止電流 170 mA
最大アノード電流 550 mA
スクリーングリッド電流最大 25 mA 0
信号なしのアノードでの電力損失 370 W
供給電力 1200 W
出力電力 750W
パート2
リニア性の高いパワーアンプの信頼性と耐久性に優れたパフォーマンスを提供したいという願望は、KN5S の Mark Mandelkern によって明確に実証されました。 アンプと補助回路の概略図を図 3...8 に示します。 
半導体デバイスの多さに驚かないでください。その使用は正当であり、特に保護回路の使用には注目に値します。 （ただし、全てが絶対に必要とは言えません。編）
RA を設計する際には、次の目標が追求されました。
- 安定化された DC 電源からのランプ ヒーターの電力供給。 自動加熱および冷却タイマーの使用。
- 不便な切り替えなしで、アノード電流と電圧を含むすべてのパラメータを測定。
- 安定化されたバイアスおよびスクリーン電圧源の存在により、広範囲での電圧調整が可能になります。
- ネットワーク電圧の大幅な変動下でも操作性を確保します (これは、電流発生器を使用して現場で作業する場合に特に当てはまります)。
強力な発電ランプのヒーターの電源はあまり注目されませんが、ランプの寿命と出力電力の安定性は主に電源によって決まります。 ヒーターのウォームアップは徐々に行われ、冷たいフィラメントを流れる電流のサージを回避する必要があります。 透過モードでは、強力な電子放出が発生するため、一定のフィラメント電圧を確保し、それに応じて一定のカソード温度を確保することが非常に重要です。 これらが、白熱電球に電流制限機能を備えた安定化電源を使用し、スイッチオン時のサージ電流を排除する主な理由です。
電源回路図を図 4 に示します。 出力電圧の調整範囲は、5.5 ～ 6 V (フィラメント)、200 ～ 350 V (スクリーン グリッド)、および -25 ～ -125 V (コントロール グリッド) です。
フィラメント電圧安定器は、一般的な接続で人気の LN723 マイクロ回路を使用します。 4CX1000 四極管の大きなフィラメント電流 (約 9 A) と、ランプ内の陰極とヒーターの接続には、大電流回路 (A- および A+) 用に別個の大きな断面の導体が必要でした。 出力電圧は S- 回路と S+ 回路を介してスタビライザー比較回路に供給されます。 ヒューズ ホルダーを使用するのではなく、FU1 10 A ヒューズをはんだ付けすることをお勧めします。
ヒータ制御回路を図5に示します。 この回路により、ウォームアップ中のアンプの使用が不要になり、スタビライザーが故障した場合の電圧上昇からヒーターを保護します。 リレー K2 を使用してヒーターをオフにすることで保護が提供されます (図 4)。 さらに、ランプ SA2 (図 4) を介してエアフローセンサーがファンの性能を監視します。 空気の流れがない場合、リレー K2 とフィラメント電圧レギュレータもオフになります。
ウォームアップタイマー (図 5 の DA3) は 5 分に設定されています。 仕様上は3分で十分ですが、加熱時間を長くするとランプの寿命が長くなります。 タイマーは、ヒーターに電圧が現れた後にのみ開始します。 これは、S+ 点に接続されたコンパレータ DA2.2 によって決定されます。 したがって、たとえばヒューズが切れた場合、ヒューズを交換するまでタイマーは開始されません。 電圧を超えると（たとえば、制御トランジスタ VT1 が故障した場合）、DA2.3 のトリガが作動し、トランジスタ VT2 が閉じ、リレー K2 の巻線から電圧が切断されます（図 5 の点 HR）。 コンデンサ SZ は、トリガの初期設定を保証し、それに応じて電源電圧が印加されたときにトランジスタ VT2 が開きます。
アンプには、ウォームアップ タイマーとともに、電源をオフにする前に真空管を冷却するためのタイマーが必要です (DA4)。 アンプがオフになると、+12 V 回路は +24 V 回路 (受信モードで最小負荷を持つ) よりも速く放電します。 +24 V の電圧が DA2.1 出力に現れ、冷却タイマーが開始します。 起動後、DA4 のピン 7 に低電圧レベルが発生し、リレー K1 (図 4) がトリガーされ、その接点を通じて +12/-12 V および +24 V スタビライザーの動作が保証されます。 3 分後、ピン 7 にハイレベルが現れ、リレー K1 が元の状態に戻り、最終的にアンプの電源がオフになります。 +24 RLY 回路は、何らかの理由でアンプがオフになり、すぐにオンになった場合に冷却タイマーの動作を排除します。 たとえば、電波の通過が終わり、通信範囲がなくなったように見えます - アンプの電源を切ります。 突然、興味深い特派員が現れました - 電源スイッチが再びオンの位置になりました。 送信モードに入ると、+24RLY 電圧により DA2.1 が強制的に Low 状態になり、冷却タイマーがリセットされます。
フィラメント電圧の場合と同様、PA を設計する際にスクリーン グリッド電圧安定化装置が注目されることはほとんどありません。 しかし無駄でした... 強力な四極管は、二次放射現象により、負のスクリーングリッド電流を持ちます。そのため、この回路の電源は負荷に電流を供給するだけでなく、方向が変わると電流を消費する必要もあります。 直列安定化回路はこれを提供せず、負のスクリーングリッド電流が現れると、直列安定化トランジスタが故障する可能性があります。 アンプをセットアップするときにいくつかの高電圧トランジスタを失ったアマチュア無線家は、無駄な電力消費を覚悟して、スクリーングリッドとコモンワイヤの間に抵抗値 5 ～ 15 kOhm の強力な抵抗器を取り付ける決断を下します。 電流を供給するだけでなく受け取ることもできる並列電圧安定器を使用すると、問題のない動作が可能になりますが、過電流保護を使用することをお勧めします。
スクリーングリッド電圧安定化装置は、トランジスタ VT3、VT4 を使用して組み立てられます (図 4)。 VT3 タイプ 2N2222A の代わりに、パラメトリック安定器 R6、VD5 を除いて高電圧のものを使用することもできますが、その場合、安定化係数が低下する可能性があります。 高電圧トランジスタはゲインが低くなります。 出力電圧は、安定化電圧 VD11 とトランジスタ VT3、VT4 のベース-エミッタ接合電圧 (15+0.6+0.6=16.2 V) の合計に、分圧器 R11、R12 によって決定される係数を乗算して決定されます。 、R13 (12. ..20) スタビライザーの出力にあります。
シャント トランジスタは 70x100x5 mm のアルミニウム プレートに直接取り付けられ、セラミック絶縁体を使用して側壁に取り付けられます。 抵抗 R7 は、シャント トランジスタ VT4 を流れるピーク電流を約 100 mA に制限します。
受信-送信回路（図6）は、ランプを通る空気流（+12N）の存在、オペレート-スタンバイスイッチの状態、フィラメントの加熱の完了、アノード電圧の存在、フィラメントの加熱の有無の6つの信号をチェックします。バイアス電圧と過負荷保護回路の状態。 受送信切替回路は、送信切替時に短絡リレーの動作遅れが50ms（図4）、受信切替時に同軸リレーのOFF遅れが15msあります。 真空リレーを使用すると、フル QSK 用にリレーのタイミングを簡単に変更できます。
図 6 の送受信スイッチング回路のオペアンプは、非常に単純な R-C ネットワークを使用してスイッチング遅延を取得します。 送信モードでは、DA1.4 の出力に約 +11 V の電圧があり、カント アンテナ スイッチング同軸リレー回路のダイオード VD8 を介してコンデンサ C4 が急速充電されます。 スクリーングリッド電源リレー回路のコンデンサ C5 は抵抗 R26 を介して充電されるため、スクリーンリレーは後で動作します。 受信モードに切り替えると、DA1.4 出力に約 -11 V の電圧が現れ、逆のプロセスが発生します。 KEY 入力を使用すると、送信一時停止中のアノードでの電力損失を削減し、PA での作業時に送信される CW 信号の形状の変更を回避できますが、そのためにはトランシーバーに適切な出力が必要です。 過負荷阻止回路 (図 7) は、コントロールまたはスクリーングリッドまたはアノード電流がそれぞれ 1 mA、-30 mA、および 1150 mA を超えるとトリガーされます。 スクリーングリッド過負荷保護回路は、負電流でのみ動作します。 スクリーングリッドの正の電流リミッターは、電圧安定化回路の抵抗 R27 です。 過負荷保護回路 (図 8) が作動すると、OL 回路 (図 6) を介して送信受信回路がオフになり、バイアス回路のリレー K1 の接点を使用して追加の抵抗 R2 がオンになります。コントロールグリッド、ジェネレーターがDA2.4でオンになり、赤色LEDがフロントパネルのVD9 OVERLOADを点滅させます。
DA2 マイクロ回路のみがユニポーラ +24 V 電源から電力を供給されます (図 5)。 他のすべてのオペアンプは +12/-12 V 電源電圧を使用します。
図 7 に測定図を示します。 5 つのポインター計器では、追加のボタンを使用して 10 (!) のパラメーターを測定できます: アンテナの直接/反射電力、コントロール グリッド電流/電圧、アノード電流/電圧、スクリーン グリッド電流/電圧、フィラメント電圧/電流。 分数で示されたパラメータ値を読み取るには、対応するボタンを押す必要があります。 基本パラメータはすぐに読み取られます。 二次パラメータは、初期設定およびランプ交換後の調整の場合にのみ非常に重要です。 ここで使用される最も単純な非反転アンプは、アノード電圧 (DA2.1) を測定することです。 測定限界が 5000 V であると仮定します。 除算器 R7、R8 (図 3) の除算係数は 10,000、つまり 10,000 です。 HV2 点での 5000 V は 0.5 V です。オペアンプの入力インピーダンスが高いため、抵抗 R9 は回路の動作に影響を与えません。 電源電圧が +12/-12 V の場合、アンプの最大出力電圧は約 +11/-11 V です。オペアンプの出力電圧の +10 V が、オペアンプの最大偏向に相当すると仮定します。 10 kΩ の抵抗 R22 と 1 mA のデバイスを使用する場合は、メーターの針を調整します。 必要なゲイン (10/0.5) は 20 です。R15 = 10k0m を選択すると、フィードバック抵抗の抵抗値は 190 kΩ でなければならないことがわかります。 指定された抵抗は、公称値の約半分の抵抗値のトリミング抵抗 R20 と、いくつかの標準値から選択された定抵抗 R19 で構成されます。
アノード電流測定回路も同様です。 アノード電流に比例した電圧がカソード回路の負帰還抵抗 R2 から除去されます (図 3)。 コンデンサ C2 は、SSB 動作中に 1 回だけ測定装置の読み取り値を減衰します。
スクリーン電圧も同様の方法で測定されます。 順方向および逆方向の電力測定回路のゲインを決定する抵抗の値は、方向性結合器の設計によって異なります。
スクリーングリッド電流測定回路は多少異なる方法で実装されています。 スクリーングリッド電流は負の値と正の値の両方をとり得ることを上で示しました。 中央にゼロがある測定器が必要です。 この回路は DA2.3 オペアンプで実装されており、左側にゼロを表示する従来のデバイスを使用して、測定範囲は -50...0...50 mA です。
50 mA の正のスクリーン グリッド電流では、抵抗 R23 (図 4) の両端の電圧降下は、点 -E2 で -5 V になります。 したがって、ニードルをハーフスケールだけ偏向させるために必要な +5V 出力電圧を生成するには、オペアンプのゲイン -1 が必要です。 R23=10 kOhm の場合、フィードバック抵抗の公称値は 10 kOhm でなければなりません。 同調抵抗 R32 と定抵抗 R30 が使用されます。 -12 V の電源電圧で機器の針を目盛りの中央に移動するには、+5/-12=-0.417 のゲインが必要です。 ゲインの正確な値、およびそれに応じてスケールのゼロは、トリミング抵抗 R25 によって設定されます。
オペアンプ DA2.2、DA2.4 には、拡張されたフィラメント電圧測定スケールがあります。 差動アンプ DA2.2 はフィラメント電圧をユニポーラに変換します。 点Sは共通線に直接接続されていません。 DA2.4加算アンプは、5.0～6.0Vの拡張測定スケールを実装しています。実際、これは初期値5Vにバイアスされた測定限界1Vの電圧計です。
整流回路では、使用するダイオードは適切な電流に合わせて設計する必要があり、残りはパルスシリコンダイオードです。 高電圧トランジスタを除いて、低電力に対応する任意の構造を使用できます。 オペアンプ - LM324 または類似品。 測定器 - PA1...PA5、合計偏差電流 1 mA。
上記のスキームは確かに RA を複雑にします。 しかし、放送や競技会で信頼性の高い毎日の作業を行うためには、真に高品質のデバイスを作成するために特別な労力を費やす価値があります。 バンド上によりクリーンで大音量の信号があれば、すべてのアマチュア無線家が恩恵を受けるでしょう。 QRMのないQROの場合！ I. Goncharenko (EU1TT) に感謝の意を表します。この記事を作成する際にアドバイスとコメントをいただきました。
文学
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10. ALPHA/POWER ETO 91B ユーザーズマニュアル。
G.LIVER（EW1EA）「HF and VHF」No.9 1998
GI-7Bランプを2個使用したHFパワーアンプ。
GI-7Bランプを2灯使用したアンプは伝統的な設計に従って作られています。 このランプは、励起電圧がランプの陰極に印加されるとき、陽極グリッド特性の左側の部分のみが使用され、追加の対策が講じられる場合、陽極変調を伴うパルスモードで動作するように設計されているという事実にもかかわらず、カスケードの抵抗値が一致するように設定されているため、自動電流フィードバックの効果により、満足のいく増幅直線性を得ることができます。
アンプブロック。
アンプの設計はシンプルであり、追加の説明は不要です。 図1にパワーアンプユニットの電気回路図を示します。 アンプを設計する際、29.7 MHz における真空管の等価抵抗を半分にする試みが行われました。 結果として生じるランプの等価抵抗は非常に高いため、10 m の範囲で十分に高い効率を備えたインダクタを実装することは不可能です。 このために、2 つの追加インダクタ L2、L3 が使用されました。 最大入力信号におけるアンプのカソード部分の入力抵抗は 43 オーム、つまり 50 オームに近くなります。 しかし、一般的な考えに反して、トランシーバーの出力段とアンプの入力部分の追加のマッチングなしには不可能です。
電子真空装置は無効負荷を表します。 これは、ランプの入力抵抗が励起電圧レベルの変化に応じて変化し、それに応じてランプに流れる電流の変化に応じて変化することを意味します。 それらの。 カソードへの最大励起電圧、信号の負の半波では、最小入力抵抗が得られ、この場合は 43 オームに等しくなります。 最小電圧レベルでは、ランプの静止電流と静的パラメータにより、ランプの入力インピーダンスが非常に高くなります。 励起信号レベルが正の半波に移行すると、ランプの入力抵抗は無限大になる傾向があり、実際には電極間静電容量と励起信号の周波数によって決まります。
このような条件下では、現代のトランシーバーの整合変圧器の使用も自動アンテナチューナーも、トランシーバーと出力段との整合を保証することができません。 トランシーバーとアンプを整合させるために追加の措置を講じる必要性を無視すると、トランシーバー出力段の線形動作が妨げられ、アンプ自体の相互変調歪みのレベルが増加します。
使用されるアンプの真空管の主なパラメータは次のとおりです。
- ランプ陽極電圧、V ……………….. 2500
- フィラメント電圧、V…………………………。 12.6...13.2
- ランプの最大アノード電流、A…………..0.7
- 静止電流、mA……………………………………50
高圧電源。
図2に高圧電源の電気回路図を示します。 高圧電源は別筐体で構成されており、部品点数は最小限に抑えられています。 フィルタコンデンサの充電電流を制限するために、スイッチングは 2 段階の方式に従って実行されます。 アンプには電源から同軸コネクタ、同軸ケーブルを介して高電圧が供給されます。 安全性を高めるため、電源とアンプの筐体にはケーブルシールドが接続されています。 SSB モードのみで動作する変圧器の電力は少なくとも 1 kW である必要があります。
すべてのタイプの変調を使用する場合、変圧器の電力は少なくとも 1.5 kW である必要があります。 電源の出力電圧は、50 mA の供給電流 (アンプの静止電流) で少なくとも 2500 V である必要があります。過電圧のリスクを軽減するために、過渡プロセスに関連する電源の出力に負荷フィルタが取り付けられます。アンプの動作中およびトランスのアイドリング中、R4。 短期間の過電圧は重大な値に達し、ランプハウジング内でアークが発生する可能性があります。
アンプを試運転するときは、新しいランプを取り付けるとき、または 3 か月以上使用していないときは、生成された電力を減らして使用を開始する必要があることに注意してください。 真空管が真空に戻り、安定していることを確認した後でのみ、アンプを最大出力パワーで使用するように切り替えてください。 実際にランプを動作させる場合、最初は出力電力の約 50% でしばらく使用することが推奨されることがわかっています。 その後、電気的故障が発生しなければ、ランプは最大定格電力で徐々に導入されます。 この期間で最も重要な瞬間は、ランプの陽極側から KPI を使用して出力回路を共振に設定する瞬間です。 これは、アノードでの最大合計電圧の発生に対応します。 ランプモードは、制御グリッドの電源回路にあるミリ電流計を使用して監視されます。
回路の共振と十分な励起電力により、アノードでの交流電圧の最大振幅が発生し、そのためアノードでの残留電圧が最小許容値よりも低くなり、ランプによる電子の流れの遮断の影響が生じます。グリッド。 このプロセスは、Pi 回路の出力可変コンデンサを使用して負荷への電力伝達を適時増加させるか、アンプの励起電力を調整することによって制御されます。 これらは両方とも、アノードの交流電圧の減少につながり、同時に制御グリッドの電流の減少につながります。
制御回路
アンプ制御ユニットは簡素化された設計に従って作られており、特別な機能はありません。 図 3 にコントロールユニットの電気回路図を示します。 +27V スタビライザーは KREN12A IC 上に作られています。 ランプの動作点を選択するために、トランジスタ VT2、VT3 を備えた回路が使用されました。 ヒューズ FU2 は、ランプ本体内で放電が発生した場合に、ランプおよびランプの陰極部分の半導体デバイスの損傷を防止します。 トランジスタ VT4 には、ランプの制御グリッド用の電流保護回路が含まれています。 カットオフ電流は、最初はランプのアノードグリッド特性の左側のみを使用することを目的としているため、1 つのランプの最大電流よりも小さく選択されます。 この措置により、グリッド電流による両方のランプの保護も行われます。
トランジスタ VT1 上のスイッチング リレー制御回路の要素は、必要なリレー スイッチング シーケンスを提供します。 ランプグリッド電流保護が作動すると、S3「スタンバイ」スイッチをオフにしてからオンにすることによって「リセット」機能が実行されます。 リレー K1 は、回路コンポーネントとランプのフィラメント回路の電気力学的負荷を軽減します。 遅延は 1 ～ 2 秒です。 スイッチに取り付けられたネオンランプは、過渡プロセスによって引き起こされる回路内の過電圧を軽減する非線形素子です。
アンプと負荷のマッチング
アンプと負荷のマッチングは標準のものと変わりません。 励起信号はアンプの入力に供給されますが、これは完全な励起に必要な信号の約 30% です。 パイ回路コンデンサの回転子をアンテナ側から奥まで挿入した状態で、ランプ陽極側からパイ回路コンデンサの回転子を回転させることにより、回路系の共振を求めます。 共振は、制御グリッドの最大電流によって決まります。 グリッド電流がない場合、または逆電流がある場合は、励起電力を増加する必要があります。
最大許容値を超えてはいけない最大グリッド電流を受け取ったら、アンテナ接続側からコンデンサプレートを取り外す必要があります。これにより、回路に蓄えられた電力が負荷に供給されます。 この場合、フィーダに供給する電力を何らかの方法で制御する必要がある。 結果としてフィーダへの最大エネルギー伝達により、スクリーングリッド電流は最小になる傾向があります。 その後、励起電力を再度増加して手順を繰り返すことができます。 これは、最小の制御グリッド電流とフィーダの最大電力で最大のアノード電流が得られるまで行われます。
必要な最大励起電力を決定したら、アンプ ブロックにある抵抗 R7 を使用して ALC 応答しきい値を設定できます。
詳細
このアンプでは以下のスイッチングリレーを使用しました。 高圧電源に使用されているリレー：
- K1 RPU-OUHL4 220/8A;
- K2 RPU-OUHL4 24-27/8A;
制御回路に使用されているリレー：
- K1 RES9 パスポート RS4.529.029-00;
- K2 RES22 パスポート RF4.523.023-00;
- KZ RPV2/7 パスポート RS4.521.952;
- K4 REV14 パスポート RF4.562.001-00;
- K5 RES9 パスポート RS4.529.029-00;
2つのGI-7Bランプを使用したアンプの基本パラメータ
計算の際、ランプのアノードの電圧 (2500 V) と 2 つのランプの静止電流 (0.05 A) が参照されます。 リニア アンプは、「RF Amplifier's Developer 2001」プログラムを使用して計算されました。
ランプ1台分のアンプのアノード回路パラメータの計算結果
- ランプの陽極電圧、V ……………………………………………………………….. 2500
- 最大許容グリッド電圧、V ……………………………………………………………… 80
- キャリアモードでのランプのアノード電流、A…………………………………………………… 0.35
- ランプ静止電流、A……………………………………………………………………………………………… 0.025
- アノード電流カットオフ角度、度………………………………………………………….. 96.41
- 最大アノード電流、A……………………………………………………………….. 1.034
- 第一高調波の最大アノード電流 A…………………………………………。 0.531
- 最小残留電圧でのランプゲイン………………………………。 4,308
- ランプモード電圧係数………………………………………………………….. 0.904
- ランプの陽極が発生する交流電圧の振幅値、V…………2260
- アノードの最小残留電圧、V………………………………………….. 240
- アノードの合計電圧の最大振幅、V……………………………… 4160
- ランプの陽極における振動電力、W……………………………………………….. 600.03
- SSB信号のピークファクタを考慮した係数（p-4） …………………………………… 0.35
- SSB信号の平均発振パワー、W……………………………………………………………… 73.504
- アノードに供給される最大電力、W…………………………………………………………875
- SSB 信号の平均ランプ効率…………………………………………………………..0.23
- アノードに供給される平均電力、W…………………………………………………………319.583
- ランプ効率……………………………………………………………………………… 0.686
- アノードでの最大消費電力、W…………………………………… 274.97
- アノードでの平均消費電力、W………………………………………… 246.079
- 静止電流でのアノードでの電力損失、W…………………………………… 62.5
- ランプのアノード回路の等価抵抗、オーム…………………………………… 4256
2次高調波のパラメータ
- 第 2 高調波のピークアノード電流、A………………………………………….0.194
- 第 2 高調波の振動パワー、W……………………………………………………。 219.22
- 第 2 高調波の等価アノード抵抗、オーム……………………。 11649
3次高調波のパラメータ
- 第三高調波のピークアノード電流 A……………………………………………………………… 0.032
- 3 次高調波の振動パワー W……………………………………………………。 36.16
- 3 次高調波の等価アノード抵抗、オーム ………………………… 70625
2 つのランプの基本パラメータを決定する場合、選択したパラメータは数学的論理に基づいて 2 倍増減する必要があります。
表1。
周波数、MHz
1,85
7,05
10,12
14,15
18,1
21,2
24,9
シン、pF
L、μH
19,03
9,78
4,99
3,12
1,63
0,73
0,53
コートさん、彼氏
2251
1157
13,6
19,1
24,6
28,0
インダクタは、直径6 mmの銀メッキ銅チューブで作られています。 設計要件は、無負荷インダクタの高い品質係数です。 160...12 mの範囲（2つのランプの場合）におけるアンプのアノードP回路の要素の値を計算した結果を表1に示します。
表 2.
周波数、MHz
1,85
7,05
10,12
14,15
18,1
21,2
24,9
28,6
L、μH
17,43
8,18
3,39
1,49
0,58
0,32
0,12
0,43
L、μH +20%
20,92
9,82
4,07
1,79
1,44
0,38
0,14
0,52
フレーム直径、mm
線径、mm
ターン間の距離、mm
ターン数
16,5
直列接続された 3 つのインダクタの出力 P 回路のパラメータを表に示します。 2. 金属シャーシ要素がインダクタに及ぼす影響は 20% とみなされました。
10mレンジ用アンプのアノードP回路の計算結果（ランプ2灯分）
- 周波数、MHz…………………………………….29.7
- コンデンサの静電容量 Сinp pF ……………………… 30
- コイルインダクタンス、μH………………………….0.43
- コンデンサの静電容量 Couf pF………………………… 352
- Q を受信しました………………………………………….19.1
次の初期データが使用されました。
表3.
周波数、MHz
1,85
7,05
10,12
14,15
18,1
21,2
24,9
29,7
シン、pF
2677
1355
L、μH
3,69
1,89
0,97
0,67
0,48
0,38
0,32
0,27
0,23
コートさん、彼氏
2838
1458
アンプの入力整合 P 回路の計算結果を表に示します。 3. 次の初期データが使用されました。
表4.
周波数、MHz
1.85
7.05
10.12
14.15
18.1
21.2
24.9
28.6
L、μH
3,69
1,89
0,97
0,67
0,48
0,38
0,32
0,27
0,24
L、μH + 20%
4,43
2,27
1,16
0,58
0,46
0,38
0,32
0,29
内径L、mm
線径 L、mm
ターン間の距離 L、mm
ターン数 L
11,9
Qがロードされました
効率
0,91
0,93
0,94
0,94
0,94
0,94
0,94
0,95
0,95
オーバーラップ、kHz
1200
2350
3373
4717
6033
7067
8300
9533
テーブル内 図４は、各レンジの入力Ｐ回路のインダクタのパラメータを示している。 シャーシの金属部品がインダクタに与える影響は 20% とみなされました。 特に高域では周波数の重複が大きいにもかかわらず、実際のインピーダンス整合は 1 つの範囲内でのみ可能です。 1 つのフィルタを 2 つ以上のレンジに使用する場合は、複雑なエレプティック フィルタを使用する必要があります。
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ほとんどのオーディオ愛好家は非常に厳格で、機器を選択する際に妥協するつもりはなく、知覚されるサウンドはクリアで強力で印象的でなければならないと正しく信じています。 これを達成するにはどうすればよいでしょうか?
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左手用アンプとトランシーバー
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完了すると、見つかったマテリアルにアクセスするためのリンクが表示されます。おそらく、この問題を解決する主な役割はアンプの選択によって決まります。
関数
アンプはサウンド再生の品質とパワーに責任を負います。 同時に、購入するときは、オーディオ機器の製造における高度な技術の導入を示す次の指定に注意する必要があります。
- ハイファイ。 サウンドの純度と精度を最大限に高め、外来ノイズや歪みを排除します。
- ハイエンド。 お気に入りの楽曲の些細なニュアンスを識別する喜びのために、喜んで多額のお金を払う完璧主義者の選択です。 多くの場合、手作業で組み立てられた機器がこのカテゴリに含まれます。
注意すべき仕様:
- 入力および出力電力。 定格出力電力は決定的に重要です。 エッジ値は信頼できないことがよくあります。
- 周波数範囲。 20 ～ 20000 Hz まで変化します。
- 非線形歪み係数。 ここではすべてがシンプルです - 少ないほど良いです。 専門家によれば、理想的な値は 0.1% です。
- 信号対雑音比。 最新のテクノロジーでは、このインジケーターの値が 100 dB を超えると想定されており、リスニング時の外来ノイズが最小限に抑えられます。
- ダンピングファクター。 アンプの出力インピーダンスを公称負荷インピーダンスとの関係で反映します。 つまり、十分な減衰率（100以上）を確保することで、機器等の不要な振動の発生を低減します。
覚えておいていただきたいのは、高品質のアンプの製造は労働集約的でハイテクなプロセスであるため、まともな特性を持ちながらも価格が低すぎるということです。
分類
市場に提供される製品の多様性を理解するには、さまざまな基準に従って製品を区別する必要があります。 アンプは次のように分類できます。
- 力によって。 予備は、音源と最終的なパワーアンプの間の一種の中間リンクです。 パワーアンプは、出力信号の強度と音量を担当します。 これらは一緒になって完全なアンプを形成します。
重要: 一次変換と信号処理はプリアンプで行われます。
- 素子ベースに基づいて、真空管、トランジスタ、および統合された精神があります。 後者は、最初の 2 つの利点を組み合わせ、たとえば真空管アンプの音質とトランジスタ アンプのコンパクトさなどの欠点を最小限に抑えることを目的として生まれました。
- アンプは動作モードに基づいてクラスに分類されます。 主なクラスはA、B、ABです。 クラス A アンプが大量の電力を使用するが高品質のサウンドを生成する場合、クラス B アンプはその逆で、信号品質とかなりの高効率の間の妥協点を表すクラス AB が最適な選択であると思われます。 デジタル技術の使用により生まれたクラス C、D、H、G もあります。 出力段にはシングルサイクル動作モードとプッシュプル動作モードもあります。
- チャンネル数に応じて、アンプはシングル、ダブル、マルチチャンネルになります。 後者は、ボリュームのあるリアルなサウンドを作成するためにホームシアターで積極的に使用されます。 ほとんどの場合、右と左のオーディオ システムにそれぞれ 2 チャンネルのものが存在します。
注意：購入の技術的要素を検討することはもちろん必要ですが、多くの場合、決定的な要因は単に音が鳴るかどうかの原則に従って機器を聞くことです。
応用
アンプの選択は、主に、購入の目的によって正当化されます。 オーディオアンプの主な使用分野をリストします。
- ホームオーディオシステムの一部として。 明らかに、最良の選択は、クラス A の真空管 2 チャンネル シングルサイクルであり、最適な選択は、Hi-Fi 機能を備えた 1 チャンネルがサブウーファー用に指定される 3 チャンネル クラス AB です。
- カーオーディオシステム用。 最も人気のあるのは、購入者の経済力に応じて、4 チャンネルの AB または D クラスのアンプです。 車には、必要に応じて高域または低域の周波数をカットできる、スムーズな周波数制御のためのクロスオーバー機能も必要です。
- コンサートの機材に。 プロ用機器の品質と機能は、音響信号の伝播空間が広いこと、および使用の強度と持続時間に対する高いニーズがあるため、当然のことながらより高い要求にさらされます。 したがって、パワーのほぼ限界（公称パワーの 70 ～ 80%）で動作できる、少なくともクラス D のアンプを購入することをお勧めします。できればマイナスから保護するハイテク素材で作られたハウジングを使用してください。気象条件や機械的な影響。
- スタジオ設備内。 上記はすべてスタジオ機器にも当てはまります。 家庭用アンプの20Hz～20kHzに比べて、10Hz～100kHzという最大の周波数再生範囲を加えることができます。 また、異なるチャンネルの音量を個別に調整できることも注目に値します。
したがって、クリアで高品質なサウンドを長期間楽しむためには、さまざまな製品を事前に検討し、ニーズに最も適したオーディオ機器のオプションを選択することをお勧めします。
IRF630をベースにしたHFラジオ局用パワーアンプ IRF630は、最も安価で最も一般的なトランジスタとしてアンプのベースとして採用されました。 価格は0.45ドルから0.7ドルの範囲です。
主な特性: UCi max = 200 V。 最大1秒 = 9A; U3i 最大 = ±20 V; S = 3000 mA/V; Szi = 600...850 pF (メーカーによって異なります); SSI - 250 pF 以下 (異なるメーカーの 10 個のトランジスタで SSI を実際に測定 - 約 210 pF)。 消費電力Рс – 75 W。IRF630 トランジスタは、パルス回路 (コンピュータ モニター、スイッチング電源) で動作するように設計されていますが、線形に近いモードにすると、通信機器でも優れた性能を発揮します。 私の「実験室での研究」の結果によると、これらのトランジスタの周波数応答は、入力容量を最大限に補償しようとすると、KP904 の周波数応答よりも悪くありません。 いずれにせよ、KP904 の代わりにこれらをインストールすると、周波数応答、直線性、ゲイン、および動作信頼性の両方の点で、はるかに優れた結果が得られました。
HF ラジオ局用の IRF630 のパワー アンプは 36 ～ 50 V の電源電圧でテストされましたが、安定化電源からの 40 V の電源電圧で最も確実かつ効率的に動作しました。 アンプは、動作の信頼性を維持するために 80 W の出力電力を想定して設計されましたが、100 W 以上を出力することも可能でした。 確かに、トランジスタの信頼性は低下しました。
IRF630 の入力容量と、バイポーラとは異なり、これらのトランジスタが電流ではなく電圧によって制御されるという事実を考慮してください。 このアンプでは、回路工学的な対策が講じられていましたが、18 MHz (Pout 30 MHz、最大 0.7Pout) を超える周波数応答ロールオーバーの一部を除去することはできませんでした。 しかし、これはバイポーラ トランジスタを含む多くの回路に固有のものです。
アンプの線形特性は良好で、効率も良好です。 55%、これは上記の記事で示されたデータを裏付けています。 最も重要なことは、トランジスタを含むコンポーネントの低コストです。 これは、ラジオ市場や、コンピューターのモニターや電源の修理に携わる会社から自由に購入できます。 計算された電力を得るには、50 オーム負荷に 5 V (rms) 以下の信号をアンプの入力に印加する必要があります。
必要に応じて、ゲインを下げることができます。 抵抗 R1、R12、R13 (図) を減らすと、残りの特性はほとんど変わりません。 ただし、トランジスタのゲートの降伏電圧は20 Vを超えないことを忘れないでください。 Uin.eff.max. 1.41 を掛ける必要があります。
プリアンプは VT1 に組み込まれており、2 つの OOS 回路 - R1、C6 (トランジスタの動作を線形化し、ゲインを下げることで自己励起を防止) と R5、C7 * (周波数依存の OOS、周波数依存性を補正) でカバーされています。 「上部」範囲の周波数応答）。 VT2、VT3 では、プッシュプル最終段は、最初の段と同様に、個別のバイアス設定回路と OOS 回路で組み立てられます。
P フィルタ L2、C32、SZZ、C37、C38 および L3、C35、C36、C40、C41 は、約 15 オームである出力抵抗 VT2、VT3 を 25 オームにするのに役立ちます。 同時に、カットオフ周波数が約 34 MHz のローパスフィルターでもあります。 電力追加トランス TZ の後、アンプの出力インピーダンスは 50 オームになります。 VD1 ～ VD6 – ALC システムの検出器および出力トランジスタのドレイン回路の過電圧インジケーター。VD7、VD8、R21、C39 に組み込まれています (ドレイン VT2、VT3 のピーク電圧が 50 V を超えると、VD7 LED が点灯します)。 「点灯」はSWRが増加したことを示します）。
ALC 回路の制御電圧をアクティブにすることで、電力レベルが変わります。 出力電圧レベルによっては、LED が「点灯」しません。 いずれの場合も、トランジスタ出力段は整合器を介してアンテナに接続する必要があることに注意してください。 結局のところ、アンテナは能動負荷ではなく、すべての帯域で動作すると書かれているとしても、帯域ごとに異なる動作をします。
HF ラジオ局用の IRF630 へのパワーアンプの取り付けは、両面グラスファイバー製の基板上に行われ、回路ノードと「コモンワイヤ」用の長方形の接触パッドがメスで切り取られます。 「共通ワイヤ」のメタライゼーションのストリップが基板の輪郭に沿って残されます。
「共通ワイヤ」の接触パッドは、2 ～ 3 cm の後に基板の 2 番目の面の連続的なメタライゼーションを備えたスルー ジャンパで接続されます。部品は図に示す順序で配置されます (図)。 約12台のアンプがこの方法で作られました。 調整プロセス中、良好な再現性、高品質で信頼性の高い動作が確認されました。
HF ラジオ局用 IRF630 のパワー アンプ スイッチング ボード:
何らかの方法で実行され、ワイヤでアンプに接続されている場合、リレーはアンプの入力と出力に配置され、その制御はスイッチングボードに接続されています。 調整された抵抗器 R1、R2、R3 (図 2) は、図に従ってモーターを低い位置に事前に取り付けて、複数回転して使用する必要があります。 静止電流を設定するときに、突然の動作によってトランジスタが損傷しないようにするためです。
すべてのトランジスタのソース回路に抵抗が導入されており (図 1)、トランジスタの傾きが「定数」だけ減少し、トランジスタがさらに保護されます。 これらの措置は、そのようなトランジスタを使って作業し、12個半をゴミ箱に捨てた経験を積んで、そのようなDCスロープは必要ないことに気づいた後に取られたものです。 各出力トランジスタの初期電流の設定は個別に行われるため、多数のトランジスタを分類する必要はありません。
静止電流 VT1 を約 150 mA、VT2、VT3 を 60 ～ 80 mA に事前設定しますが、各アームで同じに設定し、より正確にはスペクトラム アナライザを使用します。 ただし、原則として、静止電流を正しく設定するだけで十分です。
次に、トランジスタの取り付け方法について説明します。 これらのトランジスタ (TO-220) のハウジングは、金属基板上のドレイン出口と金属フランジを備えた「プラスチック」KT819 に似ています。 これを恐れる必要はなく、パワーアンプ基板の隣のラジエーターにマイカスペーサーを介して反対側に取り付けることができます。 ただし、雲母は高品質で、砂を含まない熱伝導性ペーストで前処理されている必要があります。 著者は、マイカには定電圧だけでなく高周波電圧も印加されるという事実により、このことに注目しています。
マイカを介したファスナーの構造的静電容量は、トランジスタの出力静電容量だけでなく、P フィルターの静電容量にも含まれます。 フランジの穴を介してトランジスタをラジエーターに押し付けるのではなく、ジュラルミンプレートを使用して2つの出力トランジスタを同時に押し付ける方が良いです。これにより、より良い熱伝導が保証され、マイカを乱すことがなくなります。 VT1 には同じファスナーがボードの先頭にのみあります。
変圧器は NN グレードのフェライト リングに巻かれており、入手可能性に応じて透磁率は 200 ～ 1000 になります。リングの寸法は電力に対応する必要があり、私は 600NN K22x10.5x6.5 を使用しました。 巻線は、T1 には PELSHO-0.41 ワイヤ（3 本のワイヤで 5 回、1 センチメートルあたり 4 回撚り）、T2 には PEL-SHO-0.8（2 本のワイヤで 4 回回、1 センチメートルあたり 1 回撚り）、TZ（2 本で 6 回巻き）を使用して実行されました。ワイヤー、1 センチメートルあたり 1 回の撚り）。 シルク絶縁体では必要な直径のワイヤを見つけることが常に可能であるとは限らないためです。 巻線は PEV-2 ワイヤを使用して行うこともでき、変圧器を巻いた後、巻線を一緒に「リング」するようにしてください。
巻く前に、リングはニスを塗った布の層で包まれます。
各変圧器の巻線データは、使用するリングのブランドとサイズによって異なります。他のリングを使用する場合は、式 12 を使用して簡単に計算できます。 「短波無線アマチュアのハンドブック」、キエフ、「技術」、1984 年、154 ページ]、ここで、T1 の Rk の値は 50、T2 の場合は -15、TZ の場合は -25 です。
L2、L3 はそれぞれ、直径 8 mm、巻き長 16 mm のマンドレル上に PEV-1.5 ワイヤを 5 回巻き付けています。 このデータが完全に保存されている場合は、フィルターを調整する必要はほとんどありません。 L1 - 標準の 100 µH インダクタは、少なくとも 0.3 A の電流に耐える必要があります (たとえば、D-0.3)。 出力ローパス フィルタのコンデンサは、適切な無効電力と動作電圧を備えた管状コンデンサまたは任意の高周波コンデンサです。 同様の要件が C26 ～ C31 にも適用されます。
他のすべてのコンデンサも、適切な動作電圧に対して定格が定められている必要があります。 すべての DC モードをオンにして設定した後、負荷を接続し、GSS と真空管電圧計または周波数応答計 (著者は X1-50 を使用しました) を使用してアンプの周波数応答を調整します。 C7、C10、C19～C22を選択することで、14～30MHzの領域の特性を補正できます（図1）。 HF 帯域で Pout を「平準化」するには、T1 と T2 の手球の数をさらに選択する必要がある場合があります。
上読むことをお勧めします
