Способ приема сигналов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты и устройство для его осуществления

Владельцы патента RU 2280326:

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах радиосвязи с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ) и в системах контроля систем радиосвязи с ППРЧ. Технический результат: обеспечение возможности приема и демодуляции сигнала в условиях априорной неопределенности программы псевдослучайной перестройки рабочей частоты. Устройство, реализующее предлагаемый способ, содержит первый (1) и второй (3) полосовые фильтры, первый (2) и второй (16) перемножители, демодулятор (4), первую (5), вторую (7), третью (8) и четвертую (9) линии задержки, перестраиваемый синтезатор (6) частот, первый (10), второй (11), третий (12) и четвертый (13) анализаторы спектра, первый (14) и второй (15) вычитатели, компаратор (17) и устройство (18) поиска максимальной составляющей, превысившей порог. 2 н.п. ф-лы, 8 ил.

Предлагаемые способ и устройство относятся к области радиотехники и могут найти применение в системах радиосвязи с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ) и в системах контроля систем радиосвязи с ППРЧ.

Известны способы и устройства для приема сигналов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (авт. свид. СССР №№403084, 1291984, 1381721, 1742741, 1760471; патенты РФ №№2161863, 2215370, 2219656; патенты США №№5077538, 5379046; патенты WO №№96/10309, 96/19877. "Зарубежная радиоэлектроника", 1979, №3, с.42-51; Чистяков Н.И. Радиоприемные устройства. - М.: Сов. радио, 1978, с.29-30; Борисов В.И. и др. Помехозащищенность систем радиосвязи с расширением спектра сигналов методом псевдослучайной перестройки рабочей частоты. - М.: Радио и связь, 2000 г., с.24, рис.1.7, б и другие).

Из известных способов наиболее близким к предлагаемому является способ для приема сигналов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, реализованный в устройстве, описанном в монографии В.И.Борисова и др. "Помехозащищенность систем радиосвязи с расширением спектра сигналов методом псевдослучайной перестройки рабочей частоты" - М.: Радио и связь, 2000 г., стр.24, рис.1.7, б, выбранный в качестве базового.

Структурная схема устройства, в котором реализован способ-прототип, представлена на фиг.1, где введены следующие обозначения:

1, 3 - первый и второй полосовые фильтры;

2 - перемножитель (смеситель);

4 - демодулятор;

5 - генератор псевдослучайного кода;

6 - перестраиваемый синтезатор частот.

Устройство-прототип содержит последовательно соединенные первый полосовой фильтр 1, сигнальный вход которого является входом устройства, перемножитель 2, второй полосовой фильтр 3 и демодулятор 4, выход которого является выходом устройства, а также генератор 5 псевдослучайного кода, n выходов которого соединены с управляющими n входами перестраиваемого синтезатора частот 6, выход которого соединен с вторым опорным входом перемножителя 2.

Устройство, реализующее базовый способ, работает следующим образом.

На вход устройства поступает входная смесь, содержащая сигнал с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, представляющий собой последовательность из N радиоимпульсов длительностью τ 0 , модулированных информацией, несущие частоты которых меняются по заданному псевдослучайному коду (программе псевдослучайной перестройки), а также узкополосные помехи, частоты которых совпадают с частотами сигнала.

Входная смесь поступает на вход блока 1, где осуществляется ее фильтрация в полосе частот, занимаемой сигналом с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты. С выхода блока 1 входная смесь поступает на вход блока 2, на второй опорный вход которого поступает опорный сигнал с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, формируемый блоком 6, на управляющие n входы которого подается псевдослучайный код с n выходов блока 5, определяющий закон перестройки частоты блока 6. В результате перемножения входного сигнала с синхронным с ним опорным сигналом осуществляется свертка входного сигнала с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты на промежуточную частоту, которая фильтруется блоком 3 в полосе пропускания ΔF, согласованной с длительностью τ 0 и демодулируется в блоке 4, с выхода которого подается на выход устройства.

Узкополосные помехи за счет перемножения с перестраиваемым по частоте опорным сигналом превращаются на выходе блока 2 в радиоимпульсы длительностью τ 0 , которые могут отличаться от радиоимпульсов полезного сигнала только амплитудой. Радиоимпульсы, сформировавшиеся в блоке 2, фильтруются блоком 3 и демодулируются блоком 4, при этом их влияние сводится к искажению принимаемой информации.

Базовый способ, реализованный в устройстве, представленном на фиг.1, основан на фильтрации входной смеси, содержащей сигнал с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты и помехи в полосе частот ΔF, равной полосе частот, занимаемой сигналом с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, с последующей фильтрацией результата перемножения в полосе частот ΔF(ΔF≪Δƒ), согласованной с шириной спектра внутриимпульсной информационной модуляции сигнала на каждой из его N частот, и его демодуляции.

Базовый способ заключается в следующей последовательности действий над входной смесью.

Входную смесь, содержащую сигнал с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, представляющей собой последовательность из N радиоимпульсов длительностью τ 0 , несущие частоты которых меняются по псевдослучайной программе (коду), и помехи фильтруют в полосе частот Δƒ, занимаемой сигналом с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты. Результат фильтрации перемножают с синхронным опорным колебанием, представляющим собой сигнал с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, частота которого ƒ оп отличается от частоты входного сигнала ƒ с на постоянную величину ƒ пр, равной промежуточной частоте:

Результат перемножения, представляющий собой свертку входного сигнала с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты на промежуточную частоту, равную ƒ пр, фильтруют в полосе частот ΔF, согласованной с шириной спектра внутриимпульсной информационной модуляции. При этом помехи на частотах, отличающихся от ƒ c , в полосу пропускания второго полосового фильтра не попадают и не проходят на демодулятор. Отфильтрованный в полосе частот сигнал на промежуточной частоте демодулируют.

Однако базовый способ не обеспечивает возможности для приема и демодуляции сигнала в условиях априорной неопределенности программы псевдослучайной перестройки его рабочей частоты.

Технической задачей изобретения является обеспечение возможности приема и демодуляции сигнала в условиях априорной неопределенности программы псевдослучайной перестройки его рабочей частоты.

Поставленная задача решается тем, что согласно способу приема сигналов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, основанному на фильтрации входной смеси в полосе частот Δƒ, занимаемой сигналом с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, перемножении результата фильтрации с синхронным опорным сигналом с последующей фильтрацией результата перемножения в полосе частот ΔF, согласованной с длительностью излучения сигнала с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты τ 0 на каждой из N частот перестройки, и его демодуляции, выбирают измерительный временной интервал τ AC результат фильтрации входной смеси в полосе частот Δƒ последовательно задерживают на интервалы времени τ AC τ 0 -τ AC и τ AC , формируя тем самым четыре измерительных интервала, длительностью τ AC каждый, определяют на измерительных интервалах амплитудные скользящие спектры S 1 (ƒ),S 2 (ƒ),S 3 (ƒ) и S 4 (ƒ) соответственно и разности амплитудных скользящих спектров S 21 (ƒ)=S 2 (ƒ)-S 1 (ƒ) и S 34 (ƒ)=S 3 (ƒ)-S 4 (ƒ), перемножают полученные разности амплитудных скользящих спектров между собой

S 2134 (ƒ)=S 21 (ƒ)×S 34 (ƒ),

полученную спектральную функцию S 2134 (ƒ) сравнивают с пороговым уровнем S ПОР, который выбирают таким образом, чтобы исключить его превышение за счет флуктуации только шумовых составляющих спектральной функции S 2134 (ƒ), в случае превышения порогового уровня S ПОР принимают решение о том, что частота спектральной составляющей спектральной функции S 2134 (ƒ), превысившей порог S ПОР, равна несущей частоте принимаемого импульса сигнала ƒ с, полученное значение несущей частоты ƒ c текущего импульса сигнала используют для формирования опорного сигнала с частотой ƒ оп =ƒ c -ƒ пр, причем результат фильтрации входной смеси в полосе частот Δƒ перед перемножением с синхронным опорным сигналом задерживают по времени на величину

τ 3 =τ 0 +τ АС +τ 2134 ,

где S 2134 (f) - время, затрачиваемое на формирование и обработку спектральной функции S 2134 (f).

Поставленная задача решается тем, что устройство для приема сигналов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, содержащее первый полосовой фильтр, вход которого является входом устройства, последовательно включенные перестраиваемый синтезатор частот, первый перемножитель, второй полосовой фильтр и демодулятор, выход которого является выходом устройства, снабжено четырьмя линиями задержки, четырьмя анализаторами спектра, двумя вычитателями, вторым перемножителем, компаратором и устройством поиска максимальной спектральной составляющей, превышающей порог, причем выход первого полосового фильтра через первую линию задержки соединен со вторым входом первого перемножителя, к выходу первого полосового фильтра последовательно подключены вторая линия задержки, второй анализатор спектра, первый вычитатель, второй вход которого через первый анализатор спектра соединен с выходом первого полосового фильтра, второй перемножитель, компаратор и устройство поиска максимальной спектральной составляющей, превышающей порог, выход которого соединен с управляющим входом перестраиваемого синтезатора частот, к выходу второй линии задержки последовательно подключены третья линия задержки, четвертая линия задержки, четвертый анализатор спектра и второй вычитатель, второй вход которого через третий анализатор спектра соединен с выходом третьей линии задержки, а выход подключен к второму входу второго перемножителя.

В силу того, что с увеличением длительности измерительного интервала τ AC точность измерения несущей частоты растет, а качество селекции входных импульсов по длительности снижается, величина τ AC выбирается таким образом, чтобы обеспечить компромисс между указанными параметрами.

Величина τ АС выбирается с одной стороны исходя из требуемой точности оценивания несущей частоты импульсов сигнала с ППРЧ в силу того, что длительность интервала измерения пропорциональна реализуемой точности измерения частоты, а с другой стороны, исходя из требуемого качества селекции входных импульсных сигналов по длительности в силу того, что качество селекции тем выше, чем короче интервал анализа.

Под текущим амплитудным спектром входной смеси понимается амплитудный спектр, сформированный к текущему моменту времени t ТЕК по фрагменту входной смеси на интервале от t ТЕК -τ AC до t ТЕК.

В качестве анализаторов спектра, формирующих скользящий амплитудный спектр входной смеси на интервале анализа τ АС, могут быть использованы устройства, включающие последовательно соединенные аналого-цифровой преобразователь и вычислитель быстрого преобразования Фурье на интервале τ АС. В этом случае операции вычисления разностей амплитудных спектров, вычисления произведения полученных разностей, сравнения с пороговым уровнем и выбора максимальной спектральной составляющей, превысившей порог, могут быть реализованы с использованием арифметико-логических устройств.

Структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ, представлена на фиг.2. Временные и частотные диаграммы, поясняющие принцип работы устройства, изображены на фиг.3, 4, 5, 6, 7 и 8.

Устройство содержит последовательно включенные первый полосовой фильтр 1, вход которого является входом устройства, первую линию задержки 5, первый перемножитель 2, второй полосовой фильтр 3 и демодулятор 4, выход которого является выходом устройства. К выходу первого полосового фильтра 1 последовательно подключены вторая линия задержки 7, второй анализатор спектра 11, первый вычитатель 14, второй вход которого через первый анализатор спектра 10 соединен с выходом полосового фильтра 1, второй перемножитель 16, компаратор 17, устройство 18 поиска максимальной спектральной составляющей, превысившей порог, перестраиваемый синтезатор 6 частот, выход которого соединен со вторым входом первого перемножителя 2. К выходу второй линии задержки 7 последовательно подключены третья линия задержки 8, четвертая линия задержки 9, четвертый анализатор 13 спектра и второй вычитатель 15, второй вход которого через третий анализатор 12 спектра соединен с выходом третьей линии задержки 8, а выход подключен к второму входу второго перемножителя 16.

Предлагаемый способ реализуется следующим образом.

Входная смесь, содержащая сигнал с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, представляющий собой последовательность из N радиоимпульсов длительностью τ 0 с внутриипульсной информационной модуляцией и шириной спектра Δƒ, несущие частоты которых меняются в соответствии с заданной программой псевдослучайной перестройки рабочей частоты, а также узкополосные помехи и помеховые радиоимпульсы длительностью, отличной от τ 0 , поступают на вход первого полосового фильтра 1, где осуществляется ее фильтрация в полосе частот, занимаемой сигналом с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты.

С выхода первого полосового фильтра 1 входная смесь поступает на вход первой линии задержки 5, обеспечивающей задержку сигнала на интервал τ АС, на вход первого анализатора 10 спектра, вычисляющего амплитудный скользящий спектр входной смеси на интервале времени τ АС, и на вход второй линии задержки 7, обеспечивающей задержку на интервал времени τ АС. С выхода второй линии задержки 7 входная смесь поступает на вход второго анализатора 11 спектра, вычисляющего амплитудный скользящий спектр входной смеси на интервале времени τ АС, и на вход третьей линии задержки 8, обеспечивающей задержку сигнала на интервал τ 0 -τ АС (фиг.3).

С выхода третьей линии задержки 8 входная смесь поступает на вход третьего анализатора 12 спектра, вычисляющего скользящий спектр входной смеси на интервале времени τ АС, и на вход четвертой линии задержки, обеспечивающей задержку сигнала на интервал τ АС, с выхода которой она поступает на вход четвертого анализатора 13 спектра, вычисляющего скользящий спектр входной смеси на интервале времени τ АС. На временной диаграме, представленной на фиг.3, изображены основные временные соотношения при обработке сигнала с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, состоящем из радиоимпульсов длительностью τ 0 . На данной диаграмме интервалы, на которых первым, вторым, третьим и четвертым анализаторами спектра формируются соответствующие скользящие спектры, обозначены цифрами 1, 2, 3 и 4 соответственно.

Сформированные в текущий момент времени в первом 10 и втором 11 анализаторах спектра амплитудные скользящие спектры S 1 (ƒ) и S 2 (ƒ) соответственно, поступают на два входа вычитателя 14, в котором определяется их разность

S 2l (ƒ)=S 2 (ƒ)-S 1 (ƒ).

Сформированные в текущий момент времени в третьем 12 и четвертом 13 анализаторах спектра амплитудные скользящие спектры S 3 (ƒ) и S 4 (ƒ) соответственно, поступают на два входа вычитателя 15, в котором определяется их разность

S 34 (ƒ)=S 3 (ƒ)-S 4 (ƒ).

Разности амплитудных спектров S 21 (ƒ) и S 34 (ƒ) с выходов вычитателей 14 и 15 поступают на два входа перемножителя 16, который вычисляет спектральную функцию в виде произведения

S 2134 (ƒ)=S 21 (ƒ)×S 34 (ƒ).

В компараторе 17 осуществляется сравнение спектральной функции S 2134 (ƒ) с пороговым уровнем S ПОР.

Принцип формирования спектральной функции S 2134 (ƒ) для взаимного положения интервалов формирования амплитудных спектров и импульсов сигнала с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, изображенного на фиг.3, иллюстрируется фиг.4.

Превышение порогового уровня S пор возможно только в том случае, когда взаимное положение текущего импульса сигнала с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты и интервалов формирования скользящих спектров первым 10, вторым 11, третьим 12 и четвертым 13 анализаторами спектра соответствует положению, изображенному на фиг.3. В этом случае значение спектральной составляющей спектральной функции S 2134 (ƒ), превысившей порог S ПОР, равно несущей частоте ƒ с принимаемого импульса сигнала с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты. Полученное значение несущей частоты ƒ с текущего импульса сигнала используется для настройки синтезатора 6 частот таким образом, чтобы обеспечить выполнение условия:

ƒ ОП =ƒ с -ƒ пр

При этом величина задержки τ 3 первой линии задержки 5 выбирается исходя из длительности импульсов τ 0 , составляющих сигнал с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, интервала анализа τ АС, необходимого для формирования текущего скользящего спектра четвертым 13 анализатором спектра и времени τ 2134 , затрачиваемого на определение спектральной функции S 2134 (ƒ), сравнение ее с пороговым уровнем S ПОР и оценивание значения несущей частоты текущего импульса

τ 3 =τ 0 + AC +τ 2134 .

Величина порога S ПОР выбирается таким образом, чтобы исключить его превышение за счет флуктуации шумовых спектральных составляющих функции S 2134 (ƒ).

При взаимном положении текущего сигнала с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты и интервалов формирования скользящих спектров первым 10, вторым 11, третьим 12 и четвертым 13 анализаторами спектра не соответствующему положению, изображенному на фиг.3, например, как это показано на фиг.5, превышения порога S ПОР не происходит, что поясняется диаграммами на фиг.5 и 6.

В случае, если входная смесь содержит узкополосный сигнал с фиксированной несущей частотой, он не обнаруживается за счет использования алгоритма определения спектральной функции S 2134 (ƒ) и, следовательно, не влияет на работу устройства. Если входная смесь содержит импульсный сигнал длительностью, отличной от τ 0 , он также не обнаруживается за счет использования алгоритма определения спектральной функции S 2134 (ƒ)и не влияет на работу устройства. Данные положения иллюстрируются диаграммами на фиг.7 и 8.

Таким образом, предлагаемые способ и устройство по сравнению с базовыми и другими техническими решениями аналогичного назначения обеспечивают возможность приема и демодуляции сигналов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты с заданной длительностью излучения, равной τ 0 , на каждой из N частот без априорного знания программы псевдослучайной перестройки рабочей частоты на фоне мешающих радиосигналов в виде узкополосных и импульсных помех, возможно являющихся элементами других сигналов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты. При этом обеспечивается измерение несущих частот импульсов принимаемого сигнала с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, что может быть использовано дополнительно для вскрытия программы псевдослучайной перестройки.

1. Способ приема сигналов с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, основанный на фильтрации входной смеси в полосе частот Δƒ, занимаемой сигналом с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, перемножении результата с синхронным опорным сигналом с последующей фильтрацией результата перемножения в полосе частот Δƒ, согласованной с длительностью излучения сигнала с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты τ 0 на каждой из N его частот программы перестройки, и его демодуляции, отличающийся тем, что вычисляют на измерительных интервалах длительностью амплитудные скользящие спектры результата фильтрации входной смеси, где - спектр, вычисленный на первом измерительном интервале, - спектры результата фильтрации входной смеси, задержанной на соответственно, и разности амплитудных скользящих спектров S 21 (ƒ)=S 2 (ƒ)-S 1 (ƒ) и S 34 (ƒ)=S 3 (ƒ)-S 4 (ƒ), перемножают полученные разности амплитудных скользящих спектров между собой

S 2134 (ƒ)=S 21 (ƒ)·S 34 (ƒ),

полученную спектральную функцию S 2134 (ƒ) сравнивают с пороговым уровнем S ПОР, который выбирают таким образом, чтобы исключить его превышение за счет флуктуации только шумовых составляющих спектральной функции S 2134 (ƒ), в случае превышения порогового уровня S ПОР принимают решение о том, что частота спектральной составляющей спектральной функции S 2134 (ƒ), превысившей порог S ПОР, равна несущей частоте принимаемого импульса сигнала ƒ c , полученное значение несущей частоты ƒ c текущего импульса сигнала используют для формирования опорного сигнала с частотой ƒ ОП =ƒ С -ƒ ПР, где - промежуточная частота, причем результат фильтрации входной смеси в полосе частот Δƒ перед перемножением с синхронным опорным сигналом задерживают по времени на величину τ 3 =τ 0 +τ АС +τ 2134 , где τ 2134 (ƒ) - время, затрачиваемое на формирование и обработку спектральной функции S 2134 (ƒ).

Интенсивное развитие метода ППРЧ и его применение в военных целях началось с 1941 г., когда австрийская киноактриса, эмигрировавшая в США, X. Ламар и американский композитор Д. Анталь подали патент на устройство помехоустойчивого радиоуправления противокорабельной торпедой. В предлагаемом устройстве коррекция движения торпеды осуществлялась с самолета путем передачи сигналов с ППРЧ и запоминания опорного сигнала. Синхронизация передаваемых и принимаемых частот достигалась двумя барабанами, один из которых размешался на торпеде, а второй – на самолете, на которые наматывалась бумажная лента с одинаковыми зашифрованными кодом прорезями .

При методе ППРЧ расширение спектра обеспечивается путем скачкообразного изменения несущей частоты в выделенном для работы СРС диапазоне . Под скачкообразным изменением частоты следует понимать периодическую перестройку одной частоты или нескольких частот, используемых для передачи сигналов. Сигналы с ППРЧ можно рассматривать как последовательность в общем случае модулированных радиоимпульсов, несущие частоты которых перестраиваются в диапазоне . Число перестраиваемых частот и порядок их чередования определяются псевдослучайными кодами.

Обязательным условием применения сигналов с ППРЧ является детерминированность псевдослучайной последовательности радиоимпульсов, точнее их несущих частот и временного положения, что позволяет на приемной стороне СРС обеспечить частотную и временную синхронизацию сигналов. Для постановщика помех закон перестройки несущей частоты в СРС с ППРЧ неизвестен, что исключает возможность создания эффективных способов подавления. Фундаментальный принцип псевдослучайности сигналов препятствует системе РЭП добиваться эффективного воздействия на СРС с ППРЧ организованных помех и вынуждает систему РЭП с ограниченной мощностью передатчика распределять соответствующим образом спектральную плотность мощности помехи по частотному диапазону СРС.

Перестройка несущей частоты (скачок) может происходить в такой полосе частот, которая включает в себя несколько частотных каналов. Каждый канал можно рассматривать как спектральную область с центральной частотой, значение которой является одной из возможных несущих частот в выделенном диапазоне. Каналы могут быть или смежными (соприкасающимися), или разнесенными друг от друга неиспользованными спектральными областями. Такой метод формирования сигналов с ППРЧ позволяет исключать в случае необходимости из всей совокупности частотных каналов те каналы, которые заняты сильными помехами, или в которых имеет место устойчивые замирания. Такой процесс условно называется формированием «спектральных провалов» |8]. Вполне очевидно, что создание спектральных провалов приводит к уменьшению числа действующих частотных каналов СРС.

Метод ППРЧ широко применяют в подвижных СРС и в тех случаях, когда требуется энергию передаваемого сигнала рассосредоточить по возможно более широкой полосе частот. Ширина занимаемой полосы частот при этом принципиальных ограничений не имеет с точки зрения параметров разрабатываемой СРС.

Временной интервал между переключениями частот называется длительностью частотного элемента (или периодом) и характеризует собой время работы на одной частоте .

В зависимости от соотношения времени работы на одной частоте и длительности информационных символов ППРЧ может быть классифицирована : на межсимвольную посимвольную и внутрисимвольную (в частном случае при двоичной ЧМ и без кодирования – на межбитовую, побитовую и внутрибитовую).

При межсимвольной ППРЧ n информационных символов, , передаются на одной частоте, при этом . При посимвольной ППРЧ передача каждого символа ведется на своей рабочей частоте, длительность скачка частоты равна длительности символа . В случае внутрисимвольной ППРЧ расширение спектра достигается за счет разнесения символов на независимые частотные элементы (субсимволы), каждый из которых передается поочередно на своей частоте в соответствии с заданной ПСП, при этом, , где - число скачков рабочей частоты внутри одного символа (уровень разнесения).

Огибающая частотного элемента (скачка частоты) в силу специфики его формирования не является постоянной и состоит из различных составляющих определенной длительности. На рис. 1.5 изображена огибающая и временные интервалы отдельных составляющих частотного элемента при межсимвольной ППРЧ.

Учитывая , на рис.1.5 обозначено: – интервал времени, в лечение которого частотный синтезатор не выдает напряжения («мертвое» время); - интервалы времени нарастания и спада фронтов частотного элемента, соответственно; - интервал времени, в течение которого частотный элемент имеет полную амплитуду и передаются информационные и кодовые символы («активное» время); суммарное время называется интервалом переключения.

С учетом введенных обозначений длительность скачка частоты . Отметим, что для хранения информационных и кодовых символов в течение интервала переключения используется буферная схема. Имеющееся в буферной схеме содержимое извлекается и передается за интервал времени .

Между требуемой скоростью передачи данных от источника информации и временными интервалами частотного элемента существуют вполне определенные связи. Так, если - требуемая скорость передачи данных, то число символов, которое должно быть передано за длительность частотного элемента , будет равно . Теперь активный интервал времени может быть представлен в виде:

где - длительность передаваемого символа на интервале времени .

Использовав приведенные выражения для и , получим

Из последнего равенства следует: 1) , что вполне очевидно из определений временных интервалов частотного элемента; 2) время переключения () нельзя произвольно уменьшать по целому ряду причин, например: из-за «звона» на выходе фильтра промежуточной частоты приемника; из-за усиления помехи от соседних частотных каналов приемника и др. Кроме того, серьезные ограничения по времени нарастания и спада зачастую связаны со спектральными перекрытиями частотных элементов различных СРС, находящихся в данном районе. Для устранения спектральных наложений требуется, как указано в ,

где - постоянная величина, которая обычно лежит в пределах ; эта величина определяет ширину спектра частотного элемента.

В общем случае, учитывая составляющие частотного элемента сигнала, скорость перестройки частоты при межсимвольной ППРЧ связана со скоростью передачи данных и скоростью передачи символов неравенством

.

В идеальном случае, когда можно пренебречь влиянием взаимных помех или спектральных наложений, скорости и связаны простым соотношением

Таким образом, скорость переключения частотных элементов является функцией скорости передачи данных от источника информации.

Для сравнения различных СРС с ППРЧ в качестве одного из отличительных признаков используется скорость скачков частоты в единицу времени. По этому признаку различают СРС с медленной, средней и быстрой скоростью перестройки частотных элементов. Так как эта скорость не стандартизирована, то условно перестройка считается медленной при 100-300 скачках в секунду (ск/с), а при 1000 ск/с и более имеет место быстрая перестройка; скорость ППРЧ между этими двумя значениями считается средней. Хотя скорость ППРЧ и используется при сравнении СРС, однако она имеет косвенное значение. Самым важным параметром любой СРС с ППРЧ с точки зрения помехоустойчивости является фактическое время работы на одной частоте. Этот параметр и характеризует способность СРС с ППРЧ «уходить» от помехи РЭП.

На рис.1.6, а-г изображены фрагменты частотно-временной матрицы (ЧВМ) сигналов: с межбитовой ППРЧ и двоичной ЧМ (рис. 1.6, а); с побитовой ППРЧ и неслучайной двоичной ЧМ, при которой каналы символов 1 и 0 соприкасаются на частотной оси (смежные каналы) (рис. 1.6, б); с побитовой ППРЧ и случайной двоичной ЧМ, когда каналы символов 1 и 0 не соприкасаются (несмежные каналы) и выбираются независимо друг от друга во всей полосе частот (рис. 1.6, в); с внутрибитовой ППРЧ и неслучайной двоичной ЧМ (рис. 1.6, г).

Квадратом с горизонтальными линиями обозначен основной канал (канал передачи), по которому в соответствующие отрезки времени передаются элементы сообщения, а квадратом с наклонными линиями – дополнительный канал, в котором в эти же отрезки времени элементы сообщения отсутствуют; Fs - ширина полосы одного частотного канала; - число частотных каналов,.

В системах радиосвязи с ППРЧ может использоваться как когерентная, так и некогерентная обработка сигналов. Основным видом информационной модуляции при передаче данных в СРС с медленной и, особенно, с быстрой ППРЧ является -ичная некогерентная ЧМ, в частности двоичная ЧМ. В СРС с медленной ППРЧ применяются и другие виды модуляции, например: двоичная ФМ; квадратурная ФМ; относительная ФМ (ОФМ); манипуляция с минимальным сдвигом фазы .

С целью обеспечения в СРС с ППРЧ статистической независимости ошибок при приеме символов на передающей стороне осуществляется так называемое перемежение, при котором каждый символ кодового слова передается по отдельному частотному каналу . Таким образом, перемежение превращает сигнал во временной области в бесструктурную форму, что затрудняет создание оптимальных помех. С целью восстановления исходного порядка символов на приемной стороне требуется операция деперемежения символов. Применение перемежения и деперемежения символов в СРС как с медленной, так и быстрой перестройкой частоты позволяет корректировать пакеты ошибок, вызываемые импульсными помехами на отдельных участках диапазона частот СРС.